检测电路的制作方法

1.本发明涉及一种用于变换器的工作状态的检测电路。


背景技术：

2.为了确保变换器的的正确运行以及应对多种复杂应用条件的能力，变换器的内部通常需要一种用于变换器的工作状态的检测电路，其检测电路需要具备一定的带负载能力以及低延时响应的特性。对于图4的整流器方案b21(二极管共阴极模式)，现有的用于变换器的检测电路40是简单方法之一，如图4所示，变换器的102具有初级线圈t101-p、次级线圈t101-s。次级线圈t101-s连接于共阴极模式配置的两个二极管d1a，d1b。经二极管d1a，d1b整流后的电压，经由电感lr和电容co构成滤波电路而输出到输出端vout。检测电路40具备：串联连接的二极管d100和电阻r100，二极管d100的一端连接于变换器的120的次级线圈；连接于电阻r100的电容c100。所述电阻r100和电容c100之间的连接点，输出第一电位作为特定功能单元的供电电压vcc,由电阻r1和电阻r2构成分压电路作为工作状态的指示信号。分压电路的分压点连接于三极管，其基极连接于电阻r1和电阻r2之间的连接点，发射极连接于电阻r2的另一端，集电极连接于控制信号。
3.第一输出电压vcc可作为相关功能回路的工作电压，如作为输出低电压保护回路lvp(low vout voltage protection)的供电电压，该lvp回路检测输出电压，当vo小于设定电压时，该电路将在设定的延迟时间后输出保护关机信号。输出保护关机信号后，电源停止工作，lvp电路需要自动复位，即电容c100的电压需要自动复位为零。
4.控制信号可用于：检测变换器的的工作状态、pc总线切换、vout强制启动回路。
5.但是，上述的用于变换器的的检测电路存在以下缺点：
6.1.随着输入电压和输出负载的变化，pout点的电压变化较大(vpout≈kvin)；
7.2.当设置高值电容c100时，控制信号会有较大的延迟时间。但是，当c100的电容过小时，lvp电路的能量不足使得lvp线路不能正常工作，并且在轻载或空载条件下，控制信号将变得不稳定。
8.3.对于ocp(过电流保护)打嗝模式，在空载短路或短路启动的故障模式下，由于c100电压不足，lvp电路不能正常工作，导致过流打嗝模式失效。
9.4.不适用于该检测电路的输入电压可以从并联系统的总线电压上获得能量的拓扑。
10.此外，如上述用于变换器的的检测电路100不能应用于图5所示的整流方法b22(二极管共阳极模式)以及图4中d1a改为mosfet的变换器中，对于单独使用的变换器，若输出负载为电池或者大的容性负载，或者对于多变换器的输出并联应用时，若各变换器的输出端未连接冗余备份用的二极管，当变换器的自身出现故障关机，但输出总线电压将成为该故障电源检测电路的源电压，导致该检测回路100误认为自身工作正常，此设计将无法识别其故障，相关功能回路未能输出正确的故障指令，导致整个系统工作异常。


技术实现要素：

11.本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于提供一种改进的用于变换器的工作状态的检测电路。
12.本发明的用于变换器的工作状态的检测电路，其特征在于，具备：第一输入端，其连接于所述变换器的的次级线圈；第一整流元件，其阳极连接于所述第一输入端；第一电阻，与所述第一整流元件串联连接；第一电容，连接于所述第一电阻；第一输出端，连接于所述第一电阻和所述第一电容之间的连接点，输出第一电位作为特定功能单元的供电电压；接地端，连接于所述第一电容；以及第一电路单元，其连接于所述第一整流元件和所述第一电阻之间，所述第一电路单元包括：第一开关元件，其第一端连接于所述第一电阻，第三端连接于所述第一整流元件；第二整流元件，其连接于所述第一开关元件的第二端和第一端之间；以及第二电容，其连接于所述第一开关元件的第二端和所述第一输入端之间，所述第一输出端和所述接地端之间连接有分压电路，所述分压电路的分压点经由第二开关元件连接于控制信号。
13.另外，本发明的另一目的在于提供一种用于变换器的工作状态的低延时检测电路，具备：第一输入端，其连接于所述变换器的的次级线圈；第一整流元件，其阳极连接于所述第一输入端；第一电阻，与所述第一整流元件串联连接；第一电容，连接于所述第一电阻；第一输出端，连接于所述第一电阻和所述第一电容之间的连接点，输出第一电位作为特定功能单元的供电电压；接地端，连接于所述第一电容；以及第一电路单元，其连接于所述第一整流元件和所述第一电阻之间，所述第一电路单元包括：第一开关元件，其第一端连接于所述第一电阻，第三端连接于所述第一整流元件；第二整流元件，其连接于所述第一开关元件的第二端和第一端之间；以及第二电容，其连接于所述第一开关元件的第二端和所述第一输入端之间，所述检测电路还具备：第二电路单元和第二输出端，所述第二电路单元包括：第四电容，其连接于所述第一输入端；第四整流元件，其阴极连接于所述第四电容，阳极连接于所述接地端；第二电阻，其一端连接于所述第四电容和所述第四整流元件的连接点，另一端连接于所述第二输出端；以及并联连接于所述第二电阻的所述另一端和所述接地端之间的第五电容和第三电阻，所述第二输出端和所述接地端之间连接有分压电路，所述分压电路的分压点经由第二开关元件连接于控制信号。
14.另外，本发明的检测电路中，所述第一开关元件的第一端和第三端之间还并联有第三电容或第三整流元件(此第三电容和第三整流元件为二选一)。
15.另外，本发明的检测电路20中，所述第一整流元件的阳极不连接于所述第一输入端而连接于变换器的辅助电源。
16.发明效果
17.根据本发明的用于变换器的检测电路，能够应用于各种变换器的的拓扑结构；
18.通过能量回馈，可以明显减小检测电路输出电位的波动幅值，更加方便后续控制回路的设计；
19.同时由于能量的回馈，能够降低损耗从而提高效率。
附图说明
20.图1是本发明第一实施方式的用于变换器的的检测电路10的电路图。
21.图2是本发明第二实施方式的用于变换器的的检测电路20的电路图。
22.图3是本发明第三实施方式的用于变换器的的检测电路30的电路图。
23.图4是现有技术的用于变换器的的检测电路40的电路图。
24.图5用于说明图4所示的检测电路40不适用于二极管共阳极模式的拓扑结构的图。
具体实施方式
25.下面结合附图和实施例对本发明进行更详细的说明。
26.以下参照附图详细说明本发明所涉及的电源电路的优选的实施方式。此外，在附图的说明中，给同一或者相当部分赋以同一符号，省略重复的说明。
27.(第一实施方式)
28.图1是本发明第一实施方式的用于变换器的检测电路10的电路图。转换电路120与图4所示的结构完全相同，此处不再赘述。如图1所示，第一实施方式的检测电路10具备：串联连接的二极管d100和电阻r100，二极管d100的一端(阳极)连接于变换器的120的次级线圈(即第一输入端pin)；连接于电阻r100的电容c100。c100电压vpout作为后端信号控制回路b2的电源以及变换器工作状态指示的输入信号(vpout高电平：变换器工作状态正常，vpout零电平：变换器停止工作)。电阻r1和电阻r2构成分压电路，分压电路的分压点连接于三极管，其基极连接于电阻r1和电阻r2之间的连接点，发射极连接于电阻r2的另一端，集电极连接于控制信号，当然b2也可以是其它等效控制回路。
29.并且，在串联连接的二极管d100和电阻r100之间还插入有电路单元200，此为本发明的关键回路之一。电路单元200具备：开关元件q200，其发射极连接于电阻r100，集电极连接于二极管d100。开关元件q200的基极-发射极之间连接有二极管d200，该二极管也可以是稳压二极管。二极管d200的阳极连接于开关元件q200的发射极，二极管d200的阴极连接于开关元件q200的基极。另外，电容c200连接于开关元件q200的基极和二极管d100的阳极之间。此处，开关元件q200以npn型双极型晶体管为例进行了说明，但只要是能够形成相同的电路功能，并不限定于npn型双极型晶体管，比如可以是n沟道的场效应管等。
30.此外，电路单元200的发射极和集电极之间，并联连接有电容c201或二极管d201(二选一)以防止q200集电极和发射极间承受过大的反向电压导致q200损坏。但电容c201和二极管d201并非为必须的元件，根据情况也可将其去除，比如当q200为n沟道的场效应管时。
31.下面，介绍用于变换器的检测电路10的工作状态。
32.当变换器工作时，变换器的变压器二次侧绕组输出电压脉冲，正向脉冲电压施加于电容c200和d100时(on时间)，由于c200的存在，脉冲电压施加后，将有脉冲电流经电容c200流入q200的基极，使得开关元件q200被开启。其电流路径如下：
33.路径1：pin-》c200-》q200的b-e-》r100-》c100及后端b2等效输入阻抗-》pg(接地端)
34.路径2：pin-》d100-》q200的c-e-》r100-》c100及后端b2等效输入阻抗-》pg(接地端)
35.当负脉冲或零电压施加于电容c200和d100时(off时间)，开关元件q200被关断。其电流路径如下：
36.在如图5所示的拓扑中(二极管共阳极模式)，c100-》r100-》d200-》c200-》pin-》vout(输出电源)-》pg(接地端)，在off时间，c200和c100的能量返回到电源。
37.在如图4所示的拓扑中(二极管共阴极模式)，c100-》r100-》d200-》c200-》pin-》变压器二次侧绕组t101-s-》pg(接地端)，在off时间，部分能量消耗在电阻r100上。
38.其结果，由于能量回馈，c100上的电压vpout的变化范围比现有技术的用于变换器的检测电路40相比明显改善，另外，如图5所示二极管共阳极模式拓扑中可以减少损耗由此可以进一步提高电源的效率。以下为某一特定参数在不同输入电压时的vpout实测值：
[0039][0040]
从以上数据看出，在输入接近4倍的变化时，本发明的检测电路10的c100电压基本保持稳定，其电压可近似表达为v
c100(10)
≈k*vo(vo为变换器的输出电压)，而现有检测电路40则变化较大，其电压可近似表达为v
c100(40)
≈k*vin(vin为变换器的输入电压)。
[0041]
电容c200，属于隔直电容，仅脉冲电压可以通过该电容器，然后导通q200。因此，当变换器停止工作后，pin端将呈现为非脉冲电压(零电平或者从输出总线上提供的直流电压)，此时pin端电平将会被c200隔离，从而控制电路可以提供正确的判断信号。二极管d200，在off时间钳位q200的eb电压以保护q200，并提供能量反馈的路径。电容c201，二极管d201是可选的，用于在off时间钳位q200的ec电压，以保护q200。
[0042]
根据第一实施方式的用于变换器的检测电路10，能够起到如下效果：
[0043]
1.与现有技术的检测电路40相比，用于第一实施方式的检测电路10可以应用于各种拓扑。
[0044]
2.由于能量回馈，c100上的电压vpout的变化范围比现有技术的用于变换器的检测电路40相比明显改善，另外，如图5所示二极管共阳极模式拓扑中可以减少损耗并且可以进一步提高电源的效率。
[0045]
(第二实施方式)
[0046]
图2是本发明第二实施方式的用于变换器的检测电路20的电路图。第二实施方式的用于变换器的检测电路20与第一实施方式的检测电路10的区别在于，二极管d100连接于变换器的辅助电源(aux)上。
[0047]
更具体而言，电容器c200连接于变换器的120的次级线圈，而二极管d100的阳极不连接于变换器的120的次级线圈而连接于辅助电源aux。
[0048]
下面，介绍用于变换器的检测电路20的工作状态。
[0049]
当正向脉冲电压施加于电容c200和d100时(on时间)，开关元件q200被开启。其电流路径如下：
[0050]
路径1：pin-》c200-》q200的b-e-》r100-》c100-》pg(接地端)路径2：aux-》d100-》q200的c-e-》r100-》c100-》pg(接地端)
[0051]
对于路径2，当变换器输出负载为空载(或轻载)或输出端处于短路状态时存在，该
负载条件下pin端只能维持低电平的窄脉冲，对于第1实施方式的检测电路10，c100上电压只能维持较低电平，该低电平将不足以维持后续控制回路(如lvp回路)的正确运行。在其它负载条件下，通常电容c100上的电压将高于aux电位，此时路径2为截止状态。
[0052]
当负脉冲或零电压施加于电容c200时(off时间)，开关元件q200被关断。其电流路径同第1实施方案，在此不再赘述。
[0053]
根据第二实施方式的检测电路20，其能够起到与第一实施方式的检测电路10相同的技术效果。此外，由于二极管d100连接于固定的辅助电源aux，c100可以在任意的电路状态下(例如，无负载为空载(或轻负载)或短路条件)保持足够的电压以维持后续控制回路的正确运行。
[0054]
(第三实施方式)
[0055]
图3是本发明第三实施方式的用于变换器的检测电路30的电路图。第三实施方式的用于变换器的检测电路30与第二实施方式的用于变换器的检测电路20的区别在于，增加了电路单元300。
[0056]
第三实施方式的检测电路30的电路单元200与第二实施方式的检测电路20完全相同，在此不再赘述。
[0057]
电路单元300具备：连接于变换器的120的次级线圈的电容c300；阴极连接于电容c300，阳极接地的二极管d300；一端连接于电容c300和二极管d300的连接点，另一端连接于分压电路的分压电阻r1的电阻r300；并联连接于分压电路的分压电阻r1和地之间的电容c301和电阻r301。
[0058]
下面，介绍用于变换器的检测电路30的工作状态。
[0059]
当正向脉冲电压施加于电容c300时(on时间)，电容c301被充电。为了实现快速响应，电容c301的电容值远小于电容c100。其电流路径如下：
[0060]
pin-》c300-》r300-》c301//r301以及后端b2等效输入阻抗-》pg(接地端)
[0061]
二极管d300对电阻r300的电压进行钳位，并在脉冲的负电压或零电压持续时间(off时间)内提供c300的续流路径，其电流路径如下：
[0062]
d300-》c300-》pin-》vout(电源的输出)-》pg(接地端)
[0063]
c301-》r300-》c300-》pin-》vout-》pg(接地端)
[0064]
在off时间，电容c300和c301的能量返回至电源。该电路单元300的引入，其主要目的是提供一种具有更加快速响应速度并适用各种拓扑的检测回路，故电容c300和c301的取值相对于回路200中的c100要小，该回路本身损耗及返回能量均较小。
[0065]
其结果，该电路单元300具有更加快速的响应速度，另外，c301上的电压vpout的变化范围比现有技术的用于变换器的检测电路40相比明显改善，以下为某一特定参数在不同输入电压时的vpout实测值：
[0066][0067]
从以上数据看出，在输入接近4倍的变化时，本发明检测电路30的电容c301的电压基本保持稳定，其电压可近似表达为v
c301(30)
≈k*vo(vo为变换器的输出电压)，而现有检测电路40则变化较大，其电压可近似表达为v
c100(40)
≈k*vin(vin为变换器的输入电压)。
[0068]
根据第三实施方式的检测电路30，其能够起到与第二实施方式的检测电路20相同的技术效果。此外，电路单元300具有更加快速响应速度，能够应对具有快速响应需求的控制信号。
[0069]
此外，第三实施方式中的电路单元300也可以应用于第一实施方式的检测电路10，能够获得类似的效果。
[0070]
虽然以上结合附图和实施例对本发明进行了具体说明，但是可以理解，上述说明不以任何形式限制本发明。本领域技术人员在不偏离本发明的实质精神和范围的情况下可以根据需要对本发明进行变形和变化，以及各实施单元可独立或组合使用，这些变形、变化和独立或组合使用均落入本发明的范围内。