用于可变频率离线式开关模式功率转换器的用于进入和退出频率钳制模式的方法和系统与流程

用于可变频率离线式开关模式功率转换器的用于进入和退出频率钳制模式的方法和系统
相关申请的交叉引用
1.本技术要求于2020年11月16日提交的第63/114,090号美国临时申请的权益，其全部内容出于所有目的通过引用而并入本文。


背景技术：

2.升压功率转换器通过经由输入源电压将电感器从0a充电至峰值电流、然后使电感器向输出电容器中放电而在临界导通模式(critical conduction mode，crcm)下操作。电感器峰值电流被调节为使得平均输入功率近似等于平均输出功率。为了提供大的输出功率，大的电感器峰值电流不得不流经电感器进入输出电容器中。
3.尽管在升压功率转换器领域取得了进展，但在本领域中，仍需要在升压功率转换器的方面进行改进，例如减少轻负载时的开关损耗。


技术实现要素：

4.本发明总体涉及半导体电路和操作功率转换器的方法，并且更具体地涉及控制功率转换器以利用受限的最大开关频率的系统、设备和方法。
5.本发明的实施例可利用对功率转换器的接通时间的离散时间控制，结合利用输入信号的对称的频率钳制模式，以定义针对频率钳制模式的进入和退出标准。
6.根据本发明的实施例，提供了一种用于控制开关功率转换器的控制器，该开关功率转换器具有用于接收周期性输入信号的输入和用于向负载提供基本恒定的输出电压的输出。该控制器包括：监测装置，其被配置为将通断时间间隔或开关频率与预定阈值进行比较，以获得比较结果；以及参数记录器，其被配置为响应于比较结果记录进入标准。进入标准指示开关功率转换器从可变开关频率状态到恒定开关频率状态的转变。
7.根据本发明的另一实施例，提供了一种操作开关功率转换器的方法，该开关功率转换器具有用于接收周期性输入信号的输入和用于提供基本恒定的输出电压的输出。该方法包括：通过监测装置测量开关功率转换器的通断时间间隔或开关频率，以及将通断时间间隔或开关频率与预定阈值进行比较，以获得比较结果。该方法还包括响应于该比较结果记录进入标准。该进入标准指示开关功率转换器从可变开关频率状态到恒定开关频率状态的转变。
8.根据本发明的具体实施例，提供了一种操作开关功率转换器的方法，该开关功率转换器被配置为接收周期性变化的输入信号。该方法包括：(a)测量开关功率转换器的开关频率，(b)确定开关频率达到了阈值，以及(c)记录与开关功率转换器相关联的度量。该方法还包括：(d)基于周期性变化的输入信号的对称特性和度量，定义退出标准，(e)进入频率钳制模式，(f)确定满足退出标准；以及(g)基于确定满足了退出标准，退出频率钳制模式。
9.根据本发明的另一具体实施例，提供了一种用于控制开关功率转换器的控制器，该开关功率转换器被配置为接收周期性变化的输入信号。该控制器被配置为：测量开关功
率转换器的开关频率并确定测量的开关频率达到阈值。该控制器还被配置为：记录与开关功率转换器相关联的度量，基于周期性变化的输入信号的对称特性和度量，定义退出标准，以及进入频率钳制模式。该控制器还被配置为：确定满足退出标准并基于确定满足了退出标准，退出频率钳制模式。
10.与现有技术相比，通过本公开实现了许多益处。例如，当转换器在操作的频率钳制操作模式下操作时，本公开的实施例可以以低开关频率提供改进的能量效率。在一个实施例中，正常操作模式是临界传导模式。具体地，实施例允许根据操作条件，例如输入电压和输出功率，在开关损耗与传导损耗之间进行优化选择。本公开的这些和其他实施例，连同其许多优点和特征，将结合下文和相应的附图进行更详细地描述。
附图说明
11.图1是可用于解释本公开的实施例的在临界导通模式下操作的无桥图腾柱功率因数转换器(bridgeless totem-pole power factor converter)的简化示意图。
12.图2a是示出用于解释本公开的实施例的当输入电压极性为正时无桥图腾柱功率因数转换器的操作的简化电路框图。
13.图2b是示出可用于解释本公开的实施例的具有恒定接通时间控制的功率转换器电路的低开关频率操作的曲线图。
14.图3是示出可用于解释本公开的实施例的与周期性变化的输入信号的ac半周期相关的开关频率的曲线图。
15.图4是示出可用于解释本公开的实施例的与周期性变化的输入信号的ac半周期相关的钳制开关频率的曲线图。
16.图5是示出可用于解释本公开的实施例的在逐周期的频率钳制期间的电感器电流的示例的曲线图。
17.图6a示出根据本公开的实施例的第一谷值开关(valley switching)技术。
18.图6b示出根据本公开的实施例的第二谷值开关技术。
19.图7a是示出可用于解释本公开的实施例的具有围绕过零(zero-crossing)对称的完整周期的正波形和负波形的ac输入信号的电压的曲线图。
20.图7b是示出可用于解释本公开的实施例的围绕半周期的峰值幅度对称的半周期的正波形的曲线图。
21.图8是示出根据本公开的实施例的用于正半周期的频率钳制模式的曲线图。
22.图9是示出根据本公开的实施例的用于具有作为ac相位角的函数的进入频率和退出频率的ac输入信号的整流周期的频率钳制模式的曲线图。
23.图10是根据本公开的实施例的用于控制接收周期性变化的输入信号的开关功率转换器的开关频率钳制模式的方法的简化流程图。
24.图11是根据本公开实施例的用于控制频率钳制模式的方法的简化流程图。
25.图12是示出根据本公开的实施例的包括用于控制开关的控制器的电路的简化电路框图。
具体实施方式
26.本公开的实施例提供新颖的技术方案以在临界导通模式(crcm)转换器的“自然”开关频率超过预定开关频率阈值时优化功率转换器的反应。实施例还克服了与现有系统相关联的限制和缺点。
27.将电感器充电至目标峰值电流的时间是输入电压、电感器的电感值和目标峰值电流的函数。因此，当输出功率较高时，需要更长时间达到峰值电流。类似地，将电感器放电回至0a的时间是输入电压、输出电压、电感和峰值电流的函数。因此，当输出功率较高时，需要更长时间使电感器放电。开关周期基本上与电感器的充电时间和放电时间成比例，这进而取决于输出功率。因此，对于crcm升压转换器，开关频率在较低输出功率时较高，而在较大输出功率时较低。结果，传输的功率效率不高。
28.图1是可用于解释本公开的实施例的在临界导通模式下操作的无桥图腾柱功率因数转换器100的简化示意图。转换器100接收周期性变化的输入电压v
in
(例如，来自电插座或墙壁式插座的交流(ac)电源)，并且包括升压电感器l
boost
、第一开关s1、第二开关s2、第三开关s3、第四开关s4和电容器c
out
。在一个实施例中，第一开关s1和第二开关s2中的每一者是增强型结型场效应晶体管(ejfet)，诸如可从nexgen电力系统公司获得的ejfet nxg2ea070r170。在周期性变化的输入正电压v
in
的正ac半周期中，在整个正ac半周期内开关s4接通，而开关s3关断。
29.图2a是示出在输入信号v
in
的正ac半周期中转换器200的操作的电路框图，其中在整个正ac半周期内，开关s3关断而开关s4接通。开关s2在恒定接通时间间隔(也替代性地称为“接通时间”)中接通。当开关s2接通时，通过电感器的电流路径如箭头21所示。在开关s2接通的时间期间，升压电感器l
boost
中的电流以等于t
on
*v
in
/l的线性速率增加，其中t
on
是开关s2的恒定接通时间，v
in
是输入电压，并且l是升压电感器l
boost
的电感值。在开关s2接通时间期间，开关s1关断，并且存储在输出电容器c
out
中的电荷向连接在输出电容器c
out
两端的负载(未示出)供应电流。当开关s2关断时，开关s1接通，升压电感器l
boost
中存储的能量传递到输出，并且升压电感器电流以等于(v
bus-v
in
)/l的速率向零减小。当流经升压电感器l
boost
的电流达到零时，开关s2再次接通，开关s1关断，并重复该处理。
30.图2b是示出可用于解释本公开的实施例的具有恒定接通时间控制的功率转换器电路的低开关频率操作的曲线图。参照图2b，曲线201表示具有可变关断时间间隔的恒定接通时间控制信号，其被配置为接通和关断开关s2。曲线203表示流经升压电感器l
boost
的电感器电流。曲线205(虚线)表示在ac半周期期间的电流包络。曲线207(虚线)表示平均输入电流。如图2b中所示，电感器电流(曲线203)是输入信号的函数并且在输入信号的过零点附近具有小的峰值幅度值。当开关s2在接通时间间隔期满后关断时，电感器中存储的能量被释放，即电感器电流向下倾斜回至零。然后，再次接通开关s2，且电感器电流达到更高的峰值幅度值，使得电感器电流回到零所用的时间更长，因为其始于更高的峰值幅度值。接通时间控制信号中的每一者具有一时间段(t
on
t
off
)，其中，t
on
是恒定接通时间间隔，t
off
是可变关断时间间隔。接通时间控制信号的周期随着输入信号v
in
的增加而增加，这是由于电感器电流以等于(v
bus-v
in
)/l的速率减小的事实，其中v
bus
和l是恒定的，而v
in
增大。换句话说，等于1/(t
on
t
off
)的开关频率在输入信号的中心点(即在峰值幅度处)具有最小频率值，并且在输入信号的两端(即在过零点附近)具有最大频率值。
31.将电感器充电到目标峰值电流所需的时间是输入电压(其可被假设为是恒定的)、电感值(其也可被假设为是恒定的)和目标峰值电流的函数。因此，当输出功率较高时，需要更长时间达到峰值电流。将电感器放电回至0a所需的时间是输入电压(其可被假设为是恒定的)、输出电压(其可被假设为是恒定的)、电感(其可被假设为是恒定的)和峰值电流的函数。因此，当输出功率较高时，需要更长时间使电感器放电。
32.忽略应是整个开关周期的一小百分比的死区时间(dead time)，开关周期基本上由电感器充电时间和电感器放电时间组成。
33.这跟随着开关频率取决于输出功率并随输出功率而变化。因此，对于crcm升压转换器，开关频率在较低输出功率处较高，而在较大输出功率处较低。
34.如果crcm升压转换器操作作为离线式功率因数校正(power factor correcting，pfc)转换器，则输入电压为ac，并且接通时间(即，电感器充电时间)在整个ac周期内被控制为基本恒定。
35.因此，这样的离线式pfc升压crcm转换器的开关频率仅取决于退磁时间。由于峰值电流作为输入电压的函数而变化，因此最低峰值电流出现在ac过零附近。退磁时间是输出电压和输入电压之间差值的函数，在ac过零附近该差值最大。
36.因此，离线式crcm升压pfc转换器的开关频率相对于输出功率和输入电压(在ac周期期间)高度可变，并且在输出功率低且输入电压接近ac过零时最高。
37.图3是示出可用于解释本公开的实施例的与周期性变化的(ac)输入信号的ac半周期相关的开关频率的曲线图。参照图3中，横坐标(即，水平x轴)代表半周期(0到π弧度)上的ac相位角，纵坐标(即，竖直y轴)代表以mhz为单位的开关频率或者以伏特为单位的缩放版本的ac输入信号。曲线301对应于示例开关频率相对于用于crcm图腾柱升压功率因数校正、具有过零失真校正的开关模式功率转换器、输入电流整形以及用于零电压切换扩展的三角电流模式控制的ac输入相位角的关系。曲线302是示例缩放版本的输入电压，它被缩放以在与曲线301相同的绘图上呈现。
38.参照图3，在crcm下使用恒定接通时间的结果是，可看到开关频率在ac周期上从在0弧度处的最小的几百khz(500khz或0.5mhz)变化到在大约0.4弧度处的最大大约4mhz。因此，在ac半周期的第一部分中，开关频率变化约10倍的因数。如crcm升压转换器的系统中的功率损耗可分为两类：取决于开关频率的部分(“开关损耗(switching loss)”)，以及与开关频率完全无关的i2r损耗(“传导损耗”)。
39.返回参照2b，控制电压vs的特点在于恒定接通时间和可变关断时间。如图2b中所示，关断时间的变化导致图3中所示的可变开关频率。
40.在任意操作条件下，包括，具体在非常轻负载条件下，使功率转换系统中的功率损耗最小化通常是优化目标。由于传导损耗主要是负载的函数，因此传导损耗包括在轻负载下的总功率损耗中的相当低的部分，其中总功率损耗因此相当受开关损耗支配。开关损耗随负载变轻而增加的事实则与损耗优化直接背道而驰。在crcm操作期间，开关接通时间在线周期期间保持恒定，并且当电感器电流降至零时开关接通，使得转换器在连续接通模式(continuous conduction mode，ccm)和非连续接通模式(discontinuous conduction mode，dcm)之间的边界处操作。
41.除了开关功率损耗之外，还有与功率转换器控制系统相关联的其它挑战，其特点
在于在操作的包络上开关频率的大的可能的变化。结合起来，这些因素产生在“自然”开关频率超过某个编程或预定阈值的条件下偏离经典crcm操作的动机。
42.crcm控制技术具有可变开关频率的缺点，其可具有宽频率范围(例如，从500khz至4mhz，如图3中所示)，并且感测电感器电压以检测电感器电流的归零。
43.在一些技术中，高开关频率被钳制到与实际阈值一致的固定值，其中转换器然后偏离crcm，而是在固定频率dcm下操作，其中控制开关不会在电感器进行放电之后的电流到达0a之后立即接通，而是在电感器电流已达到0a之后的一时间段之后接通。
44.图4是示出可用于解释本公开的实施例的与周期性变化的输入信号的ac半周期相关的钳制开关频率的曲线图。参照图4，横坐标(即，水平x轴)代表在半周期(0到π弧度)上的ac相位角，纵坐标(即，竖直y轴)代表以mhz为单位的开关频率或者以伏特为单位的缩放版本的ac输入信号。曲线401是示例开关频率，其被限制或钳制到预定最大频率(例如，3mhz)以限制最大开关频率，使得可减小最大开关频率和最小开关频率之间的比率。
45.然而，当最大开关频率被钳制时，不再执行crcm操作模式。如上所述，crcm操作模式具有这样的显著优势：在电感器完全放电并且控制开关两端的电压为全输出电压的时间与控制开关接通的时间(此时控制开关两端为0v)之间发生自然电压换向(commutation)。该自然电压换向有助于使开关损耗最小化。当从crcm(例如，曲线401的在时间t0之前的凹入部分中的可变频率)变为dcm(例如，曲线401的在时间t0与时间t1之间的平坦部分中的固定频率)时，自然换向不再与控制开关的接通实例同步，并且软开关被破坏或丢失。由于频率钳制的目的至少部分地是为了使开关损耗最小化，因此采用在最高开关频率下精确地增加开关损耗的技术似乎是有悖常理的。
46.图5是示出可用于参照图2b和图4解释本公开的实施例的在逐周期的频率钳制期间的电感器电流的示例的曲线图。参照图5，横坐标(即，水平x轴)代表以纳秒为单位的时间，纵坐标(即，竖直y轴)代表以安培为单位的电感器电流。在所示示例中，使用了具有最小时间间隔t
min
的四个周期，其对应于图4中的曲线401的平坦部分期间的钳制的开关频率。为了说明概念，脉冲宽度和电流峰值的尺寸相对于彼此被夸大，并不必然地代表实际操作(例如，相邻的周期将彼此更接近相似)。
47.第一脉冲510导致了足够长的开关周期，使得在电感器完全退磁之前最小时间间隔t
min
已经期满。电感器发热电流501在接通时间间隔结束时达到其峰值并开始向0a向下倾斜。第一周期中的竖直线503表示最小时间间隔t
min
已经期满的时间，但控制开关没有接通，这是因为电感器尚未完全退磁。竖直线503与竖直线505之间的时间表示电感器电流到达0a所需的额外时间间隔δt。因此，在额外时间间隔δt期间，在与竖直线503对应的时间呈现的剩余电流量502在与竖直线505对应的时间减小到零。在额外时间间隔δt时或在额外时间间隔δt之后，电感器电流可达到0a，此时定时器可接通控制开关。对于软开关的这种情况，精确地在当电感器电流为0a的时间接通控制开关将减小转换器中的功率损耗。在第二周期期间，电感器电流增加，然后在最小时间间隔t
min
期满之前减小到0a。在第三周期期间，电感器电流增加，然后在最小时间间隔t
min
期满之前的相当长时间的时间减小到0a。结果，在第三周期期间，在控制开关接通之前存在延长的时间段。在第二周期和第三周期中，控制开关不在当输入信号的电压为零时的精确时间接通，并且这种硬开关导致更高的传导功率损耗，尤其是在高的、固定的开关频率下。
48.还可利用“谷值开关(valley switching)”技术来实现更软的开关事件并使开关损耗最小化。谷值开关技术感测控制开关的电压(例如，ejfet或开关s2的漏极电压)并在当电压最小(即，如果不是0)时进行通断，而不是与电感器放电异步地进行通断。
49.图6a示出根据本公开的实施例的第一谷值开关技术。图6b示出根据本公开的实施例的第二谷值开关技术。
50.参照图6a和6b，横坐标(即，水平x轴)代表以微秒为单位的时间，左侧的纵坐标(即，竖直y轴)代表以安培为单位的感应电流，而右侧的纵轴代表以伏特为单位的输入电压和输出电压。曲线601代表流经电感器的电流。曲线603代表输出电压v
bus
，在所示示例中，输出电压v
bus
为400v。曲线605代表输入电压v
in
，在所示示例中，输入电压v
in
为300v。曲线607代表如图2a中所示的控制开关s2的漏极电压。
51.图6a示出根据本公开的实施例的第一谷值开关技术的示例，在该第一谷值开关技术中，当漏极电压第一次环绕(ring)到其最小值时，接通控制开关。虽然图6b示出根据本公开的实施例的第二谷值开关的示例，但应当领会的是，图6b中所示的示例也适用于第n谷值开关技术的更通常情况。在所示示例中，替代于在任何时间进行异步通断控制器试图在(第一、第二、第n)谷值处进行精确通断，以使开关损耗最小化，同时降低开关频率。
52.通过选择最合适的时间(例如，在目标附近)来接通控制开关，当在退磁完成之后、在第n谷值中控制开关两端的电压在其最低值或合理值时，发生转变。因此，该技术至少确保在硬开关事件(即，“电阻地”)耗散了器件传导通道中的剩余寄生电容之前，部分地(即，“谐振地”)去除寄生电容中存储的1/2*c*v2能量。
53.这些谷值开关技术的缺点包括感测的复杂性和/或正确对转变进行定时，以及开关频率仍大致保持在最高水平的事实。
54.现有的频率钳制技术采用定时器或某些等效物来确保最小的开关周期持续时间。返回参照图5，每个周期被简单地单独延长，使得控制开关的接通只有当满足以下两个标准时才会发生：
55.1、电感器电流已达到零(即，电感器的退磁完成)；和
56.2、自最近一次接通控制开关后，最小间隔定时器的最小时间间隔t
min
已经期满。
57.然后，可进一步增强这些逐周期的频率钳制技术，例如，利用谷值开关技术，其涉及跳过一数量的“谷值”以在出现最后一个谷值出现时接通控制开关，例如，跳过第一谷值、第二谷值等，直到最后的第n谷值。
58.本公开的实施例提供了显著改进现有频率钳制技术的新颖技术方案。本公开的实施例依赖于针对操作模式(也称为操作状态)的进入和退出标准，其中，当在进入时，可包括多个周期。因此，本公开的实施例采用用于生成最小时间间隔的最小间隔定时器，并将最小时间间隔与正常“有机”操作期间的脉冲宽度进行比较。当最小时间间隔在给定的脉冲宽度内没有期满时，计数器增加，但脉冲宽度不延长，以保留软换向(soft-commutation)，其有益于功率损耗和emi。
59.当计数器超过预定阈值(可以是1或更大)时，则进入频率钳制模式。在进入频率钳制模式的时间，记录退出标准。退出标准基于ac输入信号的参数，例如输入电压电平或ac电压相位角。因此，离线式crcm升压转换器的ac输入信号(例如，市电(mains power)、ac电网)的工作频率基本对称的事实被用来建立退出标准。
60.图7a是可用于解释本公开的实施例的围绕过零对称的完整周期的正波形701p和负波形701n的ac输入信号701的电压的曲线图。纵坐标(即，竖直y轴)代表以伏特为单位的电压幅度，横坐标(即，水平x轴)代表以弧度为单位的相位角。ac输入信号可以是市电电压的ac信号并且具有从零弧度延伸到π(～3.142)弧度的相位角的正半周期和从π(～3.142)弧度延伸到2π(～6.284)弧度的负半周期。
61.图7b是示出可用于解释本公开的实施例的围绕半周期的峰值幅度对称的半周期的正波形703的曲线图。纵坐标(即，竖直y轴)代表以伏特为单位的电压幅度，横坐标(即，水平x轴)代表以弧度为单位的相位角。波形703可代表图7a的正半周期701p并在π/2(～1.571)弧度的相位角处具有电压峰值(170v)。虽然仅示出了正半周期，但应理解的是，由于对称的性质，电压峰值可用于正半周期或负半周期。
62.当记录了进入频率钳制模式的输入电压时，可通过对称设定或确定退出标准。替代性地，如本文所述，替代于输入电压或除了输入电压之外，可记录ac相位角。从有机的逐周期的钳制改变为具有进入和退出标准的模式选择的策略，使得在频率钳制期间能够基本自由地选择合适的操作原理。一种这样的合适的操作原理是将频率钳制在比阈值的最大频率低得多的频率处。以上参照图3和图4论述了这样的频率钳制策略的示例。
63.当转换器的操作导致x个电感器电流周期(也称为开关周期)的持续时间比预定阈值短时，可记录进入阈值。假设对称，然后可记录退出阈值。例如，针对3mhz的频率阈值(如图4中所示)，可使用0.333μs的对应阈值时间。在一个实施例中，可使用计数器来跟踪具有持续时间短于最小时间间隔(即，开关频率大于由频率阈值代表的最大频率)的电感器电流周期或开关周期的数量。电感器电流周期的数量可以是一或大于一。在一个实施例中，当计数器中的计数等于一或大于一时，设定频率钳制标志以指示针对频率钳制操作的进入标准。可基于与进入标准相关联的时间、幅度或相位角来记录或确定进入参数。在一个实施例中，当开关频率达到或超过预定频率值，例如频率阈值时，确定或记录进入标准。在一个实施例中，然后可基于输入信号的对称特性从进入参数中确定退出参数。
64.图8是示出根据本公开的实施例的用于正半周期的频率钳制模式的曲线图。纵坐标(即，竖直y轴)代表以伏特为单位的缩放的电压幅度和以mhz为单位的开关频率，横坐标(即，水平x轴)代表以弧度为单位的相位角。曲线801代表缩放的输入电压，曲线803包括：凹入部分以及恒定的(即，平坦的)最小部分，凹入部分位于～0.79弧度的相位角值与2.35弧度的相位角值之间，并且代表控制信号具有恒定接通时间和可变关断时间的crcm，恒定的(即，平坦的)最小部分位于0弧度的相位角值与～0.79弧度的相位角值之间以及～2.35弧度的相位角值与～3.142弧度的相位角值之间，并且代表钳制的开关频率。如图8中所示，发明人已经确定开关频率围绕0弧度与π/2对称。因此，与现有技术相比，该对称可用于改善频率钳制性能。
65.在进入发生在ac电压(其可以是整流后的ac电压)的负dv/dt斜率上的情况下，如图8中所示，退出标准设定为对称的ac相位角、相同的ac输入电压电平，或者在进入与ac过零之间的时间段的两倍的时间处。参照图8，在退出标准设定为对称的ac相位角的情况下，可以关于0、π/2或π对称，并且退出标准相对于进入标准可在相位角方面不同(相差 π或 180
°
)。在图8中所示的示例中，由于当开关频率达到或超过预定频率值时，进入发生在～2.35弧度处，因此退出被设定为～0.79＝2.35-π弧度，这延伸到下一ac半周期，从而产生围
绕π/2弧度对称的信号。
66.假设开关频率将被钳制在3mhz并且考虑到由曲线803所指示的开关频率在π/2弧度之后增加，开关频率如曲线803所指示的那样增加，直到达到3mhz的开关频率。给定该频率阈值为3mhz，当达到阈值时，可进入频率钳制模式，如由位于～2.35弧度处的符号“进入”所指示的。为了确定应退出频率钳制模式的角或电压，本公开的实施例在退出确定中利用了开关频率的对称。
67.由于“进入”发生在π弧度处的ac过零之前的～0.79弧度，因此利用围绕ac过零的对称，可将“退出”设定为在ac过零之后的～0.79弧度。然而，这可利用可能不可用的ac频率的知识。本发明的实施例通过将exit定义为在与“进入”的绝对电压电平相同的绝对电压电平(例如，整流后的ac电压)处发生来实现相同的结果。即使在没有测量、感测或计算ac频率的情况下，该方法也是有效的。参照图8，测量到“进入”处的缩放的电压为～3.5v。因此，将“退出”定义为发生在电压达到过零之后的该相同的电压电平时，如图8中的“退出”所示。如图8中所示，随着电压降低，在～2.35弧度处进入频率钳制模式。保持频率钳制模式直到电压再次达到与～0.79弧度对应的～3.5v。替代性地，可通过假设围绕π/2(90度)而不是π(180度)对称来定义“退出”。在其他实施例中，进入与ac过零之间的时间被记录并且退出标准可被设定为在过零点之后的相同的时间。
68.因此，本发明的实施例可基于进入标准相对于周期性输入信号的过零点或相对于周期性输入信号的峰值电压的镜像来确定退出标准。如图8中所示，在π弧度处发生的进入标准围绕周期性输入信号的过零点为中心的镜像导致退出标准被设定为使得在ac过零之后的～0.79弧度退出频率钳制模式。替代性地，基于进入标准相对于周期性输入信号的峰值电压的镜像可用于以如下的方式设定退出标准：该方式使得频率钳制模式在周期性输入电压的下一周期的峰值电压之前的～0.78弧度(即，～2.35弧度-～1.571弧度＝～0.78弧度)退出。本领域的普通技术人员将认识到许多变型、修改和替代。
69.假设ac输入信号具有正弦波形或形状，并且幅度和频率已知，ac输入信号的电压幅度的值s(t)是频率、相位和时间的函数：其中，a是幅度，ω是频率，是相位。因此，当通过假设波形的正弦形状来利用对称时，电压、相位角和时间这三个参数彼此互补，并且它们中的任一者都可用于确定根据本公开的退出标准。
70.在ac电压的正dv/dt斜率期间，该ac电压可以是整流后的ac电压并且发生在0弧度与π/2弧度之间的相位角值处，当超过阈值频率且最小时间间隔尚未期满时，退出标准仍然可通过对称来设定。例如，对称可相对于π/2弧度的相位角、等于峰值电压与进入之间的时间段的时间，或者等于负dv/dt斜率上的进入点处的电压的电压来定义。
71.图9是示出根据本公开的实施例的具有作为ac相位角的函数的进入频率和退出频率的用于ac输入信号的整流周期的频率钳制模式的曲线图。纵坐标(即，竖直y轴)代表以伏特为单位的缩放的电压幅度和以mhz为单位的开关频率，横坐标(即，水平x轴)代表以弧度为单位的相位角。曲线901以图形地代表缩放的输入电压，曲线903具有代表crcm操作的凹入部分和代表在凹入部分两侧的钳制的开关频率的平坦部分，曲线905(虚线)以图形地代表在没有频率钳制情况下的crcm操作的开关频率。可例如从来自ac输入电压(例如，市电、ac电网等)的电阻分压器电路获得缩放的输入电压。
72.在示例性实施例中，开关频率在2.346弧度处(即，时间段p1的结束)达到3mhz的频
率阈值。使用电压测量电路来测量电压，该电压测量电路将在该“进入”点处的缩放的电压记录为3.49v，然后可将其用作退出标准。该装置将进入频率钳制模式，如图9中的“进入”所示，并将保持在频率钳制模式，直到电压再次达到3.49v的缩放的电压(即，在时间段p2期间)。随着电压在10ms之后增加，在时间段p2期间监测该电压，当缩放的电压达到3.49v时，装置退出频率钳制模式，并且装置在时间段p3期间返回到正常工作模式。在一个实施例中，缩放的输入电压的对称特性可用于确定进入相位角和退出相位角，进入相位角和退出相位角相对于π(～3.142)弧度的相位对称。注意的是，虽然使用弧度来指示相位，但应理解的是，也可使用角度，因为弧度可根据如下式转换为度：一弧度＝(180/π)度。
73.不同于示出了高的钳制的开关频率的图4中所示的频率钳制操作，本公开的实施例提供可显著低于图4中的钳制的开关频率的低的钳制的开关频率，例如比图4中所示的钳制的开关频率低10倍(即，0.3mhz与3.0mhz)。这提供显著更低的功率损耗。例如，假设每个开关周期的能量损耗为0.33微焦耳(μj)，在3.0mhz的开关频率下，功率损耗为1w(即，0.33μj
×
3mhz＝1w)。相比之下，当开关频率为0.3mhz时，能量损耗为0.1w(即，0.33μj
×
0.3mhz＝0.1w)(即，低10倍)。
74.在一个实施例中，开关频率可根据以下操作条件来选择：(1)当所需输出功率大于75w时，开关频率选择为使得可保持所需的功率因数校正(power factor correction，pfc)；(2)当所需的输出功率低于75w时，开关频率选择为使得可通过控制开关和磁性(电感器)来处理峰值电流。在一些实施例中，选择crcm操作状态以获得高功率因数，即，当需要高输出功率(例如，大于75w)时采用具有可变开关频率的恒定接通时间控制信号。也就是说，当输出功率高时，开关频率在输入信号的半周期的高电平部分内改变(如由图9中的ac输入信号在时间段p1期间的高电平部分处的crcm状态所示)。当输出功率低时，开关频率可保持在恒定的低开关频率，以减少开关功率损耗。图9中的时间段p2期间的恒定的低开关频率导致电感器电流增加，并且可选择该恒定的低开关频率使得可由控制开关和电感器来处理峰值电流。
75.再次参照图5，开关频率越低，即控制脉冲的开关时间段越长，流经电感器的峰值电流就越高。换句话说，存在钳制的开关频率的下限，以控制可能导致电感器和开关损坏的峰值电流的幅度。在一个实施例中，可选择低的钳制的开关频率，以使得转换器可提供峰值电流来为空电池充电，但不会使电感器中存在的磁场饱和和/或损坏开关。在一个实施例中，开关频率的下限可被选择为比如图3中所示的最大开关频率或如图4中所示的钳制的最大开关频率低至少10倍。在一个实施例中，开关频率的下限可被选择为比如图9中所示的进入频率低至少10倍。
76.例如，通过将钳制的频率模式下的开关频率选择为阈值的10％，即，阈值为3mhz，钳制的频率模式下的开关频率为300khz，所产生的开关损耗比现有系统低10倍。
77.图10是根据本公开的实施例的用于控制接收周期性变化的输入信号的开关功率转换器的开关频率钳制模式的方法1000的简化流程图。方法1000包括在框1001处的测量开关功率转换器的开关频率以及在框1002处的确定开关频率达到阈值。当开关频率没有达到阈值时(1002中为否)，方法1000循环回到框1001。当确定开关频率达到阈值时(1002中为是)，方法1000进行到框1003，框1003包括记录与开关功率转换器相关联的度量。该度量可包括开关功率转换器的开关频率阈值、周期性变化的输入信号的电压幅度(其可以是缩放
的电压幅度)的电压值、相位角值或周期性变化的输入信号的时间值。方法1000还包括在框1004处的基于周期性变化的输入信号的度量和对称特性定义退出标准，以及在框1005处的进入频率钳制模式。在一个实施例中，退出标准可基于输入信号的相位角对称从度量的参数来确定或计算。在一个实施例中，退出标准可基于输入信号的时间对称从度量的参数来确定或计算。在一个实施例中，退出标准可基于输入信号的电压幅度对称来确定。在频率钳制模式下操作时，方法1000还包括在框1006的确定是否满足退出标准。只要不满足退出标准(在1006处为否)，方法1000就保持在框1006处，并且当满足退出标准时(在1006处为是)进行到框1007。方法100a还包括针对周期性变化的输入信号的下一ac周期重复框1001到框1007(1008)。
78.在一个实施例中，在进入频率钳制模式之前，开关功率转换器在具有存在恒定接通时间和可变关断时间间隔的一系列控制信号的临界导通模式下操作。换句话说，开关频率随着周期性变化的输入信号的幅度而变化，并且在周期性变化的输入信号的峰值幅度处具有最低频率值。当开关功率转换器转变到频率钳制模式时，开关频率被钳制到比临界导通模式下的最低频率值更低的频率值，如图8和图9中所示。在一个实施例中，退出标准可包括滞后以防止开关功率转换器在退出频率钳制模式时在临界导通模式与频率钳制模式之间振荡。
79.在其他实施例中，除开关频率和对称之外的其他参数也可用于定义进入/退出标准，包括相位角、电压和/或编程的接通时间。作为相位角的示例，在图8中所示的实施例中，从进入到过零的相位角为～0.79弧度。因此，退出标准可基于向在过零处的π弧度的相位角添加～0.79弧度。应当注意的是，虽然在一些实施例中利用了相对于过零的对称，但是也能够利用相对于电压的峰值、开关频率等的对称。
80.图11是根据本公开实施例的用于控制开关功率转换器的开关频率钳制模式的方法1150的简化流程图。方法1150在ac半周期(例如，crcm)期间以正常状态(也称为正常操作模式)1100开始操作。正常状态1100下的操作例如在当功率转换器插入墙壁式插座并接通时发生。正常状态1100下的操作包括：操作1101，其包括监测时间间隔t
sw
是否低于时间阈值x(即，开关频率大于频率阈值)：和操作1102，其包括用于检查是否已进入ac过零的例程。在一些实施例中，操作1101和操作1102同时且独立地运行。换句话说，控制器被配置为确定操作1101和操作1102两者。开关功率转换器(替代性地，称为转换器)在其中ac输入信号不处于过零处的正常状态1100的操作1101中操作。
81.操作1101继续在crcm下操作，并持续监测与时间阈值x相关的时间间隔t
sw
。对于本领域技术人员来说显而易见的是，由于时间间隔t
sw
是开关频率的倒数，因此t
sw
与时间阈值x的比较和开关频率与频率阈值的比较相关。只要时间间隔t
sw
不小于阈值x，即开关频率小于频率阈值的预定频率，操作1101就继续原地循环。当时间间隔t
sw
被确定为小于时间阈值x时，即开关频率大于频率阈值的预定频率，这可能是由于输入信号或输出电压中发生的变化所导致的，操作1101设定频率钳制标志(在操作1103处)并且继续到频率钳制状态的操作1120。在一个实施例中，操作1101可包括在设定频率钳制标志之前对时间间隔t
sw
小于阈值x的出现次数进行计数。出现次数可大于或等于1，以使开关功率转换器设定频率钳制标志并转变到频率钳制状态1120。
82.在正常状态1100期间的操作中，转换器在某些点处进入过零状态，并且操作1102
确定转换器是否已经进入ac过零例程。ac过零例程可包括在缩放的ac输入信号的过零点处对转换器的输出电压的幅度进行采样并且确定转换器的输出电压的采样幅度是否在预定范围内。当过零点处的采样幅度在预定范围内时，方法1150确定已经进入ac过零例程并转到操作1110。
83.操作1110包括操作1111，操作1111确定ac过零例程的退出。在一个实施例中，当过零处的输出电压发生变化时，ac过零例程退出操作1111并进行到操作1112，操作1112确定是否设定了频率钳制标志。当没有设定频率钳制标志时(1112中为否)，意味着开关频率小于预定阈值频率(即，时间间隔t
sw
大于时间阈值x)，方法1150循环回到在正常状态1100下的操作。当设定了频率钳制标志时(1112中为是)，这指示开关频率大于预定阈值频率，或替代性地，时间间隔t
sw
小于时间阈值x，方法1150进行到频率钳制状态1120。
84.频率钳制状态1120包括操作1121，操作1121确定是否在操作1121处设定频率钳制标志。当操作1121确定设定频率钳制标志时(1121中为是)，即开关频率大于预定频率阈值时，操作1122确定与该预定频率阈值相关联的缩放的ac输入信号的幅度、相位角或时间点，该预定频率阈值可以是期望的最大频率，并基于输入信号的对称假设来设定退出标准。在一些实施例中，设定退出标准可被称为确定、计算或对退出标准进行计算机处理。退出标准可包括多个参数或基于多个参数来定义，多个参数为例如如图9中所示的缩放的ac输入信号的电压幅度、相对于半周期呈相位对称关系的相位角等。在示例性实施例中，可基于在进入点处感测的参数(例如，ac角相位或输入电压，以及与ac输入信号对应的对称假设)为频率钳制操作状态(也称为频率钳制操作模式)设定(即，确定、计算或计算机处理)退出参数。在一个实施例中，代替记录进入相位(例如，～2.346弧度，或～3.5v的进入电压，如图9中所示)，当ac频率已知时可记录进入时间。考虑到ac电网的频率为50hz的示例，其导致2π弧度的ac相位角的时间段为20ms，可确定和记录与～2.346弧度对应的进入时间～2.346/3.142＝～7.47ms。然后，可基于围绕π弧度或10ms的对称特性来计算退出时间。在这种情况下，退出时间是(10ms-～7.47ms) 10ms＝～12.53ms，如图9中所示。
85.在设定退出参数之后，操作1123确定是否满足退出标准的条件。当满足退出标准时(1123中为是)，操作1125清除频率钳制标志，并且方法1150返回进行至正常状态1100。当不满足退出标准时(1123中为否)，操作1124确定是否进入ac过零例程。当操作1124确定没有进入ac过零例程时(1124中为否)，操作1124返回进行至操作1123并重复操作直到满足退出标准。当操作1124确定进入了ac过零例程时(1124中为是)，方法1150进行至ac过零例程1110。在操作1110中，当操作1112确定设定了频率钳制标志时(1112中为是)，即开关频率大于最大频率阈值时，方法1150返回进行至频率钳制状态1120。
86.将领会的是，其他实施例也可以可替代性地实现与低频率相关联的固定频率dcm操作。例如，开关操作策略可涉及到crcm突发(x个通断的周期，然后是y个无通断的周期)，或dcm突发或类似模式的转变。
87.图12是示出根据本公开的实施例的设备1200的简化电路框图。设备1200包括：开关功率转换器1201，其具有用于功率因数校正的开关s2；和控制器1210，其被配置为根据输出负载条件调整开关s2的开关频率。参照图12，开关功率转换器1201示出当在整个正ac半周期内输入电压极性为正并且开关s3关断、开关s4接通时，图1中的无桥图腾柱功率因数转换器的操作状态。在一个实施例中，控制器1210可包括监测器1213，监测器1213也称为测量
装置，监测器1213被配置为测量通断时间间隔或开关频率，并确定通断时间间隔或开关频率达到阈值。然后，可利用参数记录器1215来记录与转换器相关联的度量。该度量可与用于定义进入标准的进入参数相关。然后，可基于度量或进入参数来确定退出标准的退出参数。控制器1210还可包括过零采样器1217，过零采样器1217被配置为对过零点附近或过零点处的输出电压的幅度电平进行采样，以确定转换器的输出负载条件和/或过零例程。
88.再次参照图11，在操作1101期间，控制器1210可监测通断时间间隔t
sw
以确定通断时间间隔t
sw
是否小于时间阈值x。当时间间隔t
sw
小于时间阈值x时，即当开关频率大于频率阈值时，控制器1210使功率转换器从可变开关频率状态(例如，crcm)转变为恒定开关频率状态(dcm)，并且参数记录器1215记录进入参数，以定义功率转换器的进入标准。在一个实施例中，监测器1213还可被配置为在设定频率钳制标志(如操作1103中所指示)之前对通断时间间隔t
sw
小于时间阈值x的出现次数进行计数。在一个实施例中，当出现次数等于1(一)时设定频率钳制标志。在另一实施例中，当出现次数大于1时，设定频率钳制标志。进入标准可与输入信号的电压电平、输入信号的相位角或相对于输入信号的过零点的时间值相关联，如图9中所示。
89.返回参照图9，当负载处的输出功率降低(例如，低于75w)时，控制器1210可将功率转换器转变为由时间段p2所示的恒定低开关频率状态。当需要负载处的高输出功率时，控制器可自动地将功率转换器转变回由时间段p1所示的可变开关频率状态。在一个实施例中，功率转换器在crcm下操作直至检测到进入标准；然后，功率转换器转变为在dcm下操作。
90.在本公开的实施例中，当在操作的频率钳制模式内时，设计者可自由地从“正常”适当的操作模式或策略中进行选择。以上的示例实施例示出固定或恒定频率的dcm操作策略，但是与可等于频率阈值的最大频率相比，处于大大降低的开关频率下。在所示示例中，可实现开关频率降低10倍，从而可实现开关损耗降低10倍。在实施例中，当超过3mhz的阈值时，进入频率钳制模式，并假设300khz的固定频率dcm模式。
91.本领域技术人员将领会的是，替代方案是可能的。例如，替代于与低频操作对应的固定频率dcm，适当的操作策略可涉及crcm突发(x个通断的周期，然后y个无通断的时间)、dcm突发或类似策略。
92.本公开的实施例提供相对于已知解决方案的若干优点和益处，在于提供了改变操作模式的新颖技术而不是逐周期的开关频率钳制。
93.表1示出了开关频率没有被钳制的不同操作条件。表1
94.表1的第一列从上到下示出低rms输入电压、中rms输入电压和高rms输入电压。这些行从左到右示出作为低输出功率、中输出功率和高输出功率的函数的相应开关频率。从表1中可看出的是，当输出功率为低或中时，开关频率高，以粗斜体-下划线指示。换句话说，
在因开关相关损耗与传导损耗之间的比而使得性能目标通常优先考虑降低功率损耗的操作条件下，功率损耗在每个周期精确地在最高工作频率处增加，该最高工作频率的特点在于每单位时间的周期数最大。
95.表2示出传统开关频率钳制技术中的开关相关损耗与传导损耗之间的相对或定性损耗比。表2
96.第一列从上到下示出低rms输入电压、中rms输入电压和高rms输入电压。这些行从左到右示出作为操作条件的函数的开关损耗与传导损耗之间的损耗比。从表2中可看出的是，当输出功率为低或中时，开关相关损耗极大，以粗斜体-下划线指示。
97.本公开的实施例建立用于新颖的操作模式的进入和退出标准，与逐周期的操作相比，这使得能够利用转换器的不同操作原理。根据本公开，控制器同时监测开关频率和ac过零例程以确定进入标准，然后基于进入标准和输入信号的对称特性来定义退出标准，以使得功率转换器能够在当适当时在单个周期内退出操作模式。相比之下，现有技术不能在单个周期内从一操作模式转变到不同的操作模式，因为无法在单个周期内确定退出标准。
98.如本文所述，本发明的一些实施例使用对称的假设来建立退出标准。例如，对称可基于在操作模式激活的时间期间的、基本上由输入电压支配的频率。如另一示例，对称可基于输入电压在当操作模式激活的时间的半个周期(例如，在操作模式激活之前或期间的半个周期)附近基本上正弦的或整流后的正弦波形。
99.根据本公开的实施例，退出标准，通过对称的假设，可以是以下参数之一(或其组合)：
100.a.电压(例如，ac输入电压“市电电源电压”)；
101.b.以弧度或度为单位测量的ac相位角；
102.c.时间(例如，对称点与进入之间经过的时间用于设定对称点与退出之间经过的时间)。
103.在滞后应用于或不应用于标准(a)、(b)或(c)的中的任一者的情况下，退出标准可利用对称的假设来设定。滞后被配置为防止功率转换器在恒定开关频率状态与可变开关频率状态之间振荡。
104.根据本公开的实施例，设计者有能力在若干设计选项中进行选择，以根据负载条件减少或使损耗最小化。例如，在当输入电压低时的轻负载条件下，例如当负载小于正常负载的50％时，设计者可选择中开关损耗和低传导损耗。在中负载条件下，当负载约为正常负载的50％时，设计者可选择低开关损耗和高传导损耗。在高负载条件下，当负载接近正常负载的100％时，设计者可选择非常低开关损耗和非常高传导损耗。相反，在当输入电压高(例如，其达到最大规定范围)时的轻负载条件下，设计者可选择中开关损耗和低传导损耗。在
中和高负载条件下，设计者可选择中开关损耗和中传导损耗。
105.表3示出根据本公开的实施例的开关相关损耗与传导损耗之间的相对或定性损耗比优化。表3
106.当进入不同的频率钳制模式时，设计者有机会优化开关损耗与传导损耗之间的比，以降低整体损耗。如关于表1和表2所论述的，与不利用钳制开关频率并具有高开关损耗和传导损耗的现有技术相比，当输出功率低并且输入电压为中(例如，在规定范围的中间)时，本公开的实施例提供中开关损耗和中传导损耗。
107.本公开的替代实施例可包括通过执行“虚频(ghost-frequency)”转换模拟“自然”开关频率在没有钳制的情况下会成为什么，并在当“虚频”再次下降到低于最大频率阈值(具有或不具有滞后)时退出来建立退出标准。
108.其他实施例可包括“测试退出”的形式，其中频率钳制状态(通过使用间隔定时器或其他方法)在拟随机时间退出，并且在当开关频率周期太短时再次简单地进入。
109.已经关于确定进入标准以及基于输入信号的进入标准和对称特性定义退出标准来描述了以上实施例。输入标准可以是电压电平、相位角(以弧度或度为单位)或时间。实施例允许设计者优化开关损耗与传导损耗之间的比以降低总损耗。
110.还应理解的是，本文所述的示例和实施例仅用于说明目的，本领域技术人员将被建议根据其进行的各种修改或变化，并且这些修改或变化将被包括在本技术的精神和权限以及所附权利要求的范围内。