功率因子校正电源转换器的非线性离散时间控制的制作方法

功率因子校正电源转换器的非线性离散时间控制
对相关申请的交叉引用
1.本技术要求于2020年11月16日提交的63/114,088号的美国临时申请的利益，为了所有目的，该临时申请的全部内容通过引用并入本文。


背景技术：

2.功率因子校正电源转换器是一种功率转换级，其作用是将在本质上不表现为电阻性的电子负载(即，“恒定功率”或“恒定电流”)与电子“交流”电压源(即，电网、发电机等)连接，或反之亦然(例如，将一个直流电源(dc)与一个交流(ac)“电压”负载连接，其中使dc电源对电网(负载)看起来是电阻负载(具有“负”电阻)。也就是说，从ac电压源汲取的电流(并随后输送到负载)被整形为具有与电压基本相同的频率成分，并且与电压基本同相。可替代地，输送到ac负载(即电网)的电流与(负载/电网)电压的形状、频率和相位基本相同。
3.实现这一点的常见方法是在诸如“升压”开关模式电源拓扑的拓扑中实现“平均电流模式控制”或“恒定导通时间控制”。电压环路在转换器周围闭合，以确保转换器的输出电压-平均-在预定的电平(例如，通常对于一个世界通用的离线电源转换器为约400v)处基本上为直流。这种电压环路通常在模拟域中实现为具有对应开环频率响应(带宽、增益裕度和相位裕度)的线性时不变(连续时间)控制环路。
4.尽管在功率因子校正电路和器件领域取得了进展，但本领域需要与功率因子校正相关的改进的方法和系统。


技术实现要素：

5.本公开的实施例一般涉及电子领域，更具体地涉及用于以非线性、离散控制模式控制切换电源转换器操作的功率因子的系统、装置和方法。
6.本公开的实施例提供了用于以改进的增益和频率控制功率因子校正电源转换器装置的新颖的技术方案。
7.在一个实施例中，用于控制电源转换器的装置包括控制器和补偿器，控制器被配置成在周期性变化的输入信号的过零处检测电源转换器的输出电压中的误差，补偿器耦合到控制器和电源转换器，并且被配置成响应于该误差来调节电源转换器的输出电压。
8.在一个实施例中，所述装置包括耦合到所述电源转换器和所述补偿器的导通时间发生器，其中所述补偿器还被配置为向所述导通时间发生器提供多个操作电平中的一者。在一个实施例中，多个操作电平包括恒定导通时间控制信号。在一个实施例中，多个操作电平包括连续传导模式控制信号。
9.在一个实施例中，电源转换器可以包括无桥供电电路。在一个实施例中，电源转换器可以包括二极管桥式电源电路。
10.本公开的实施例还提供用于控制电源转换器的功率因子的方法。该方法可以包括通过控制器在周期性变化的输入信号的过零处检测电源转换器的输出电压中的误差，以及通过补偿器响应于该误差来调节电源转换器的输出电压。
11.与传统技术相比，通过本公开实现了许多益处和优点。例如，本公开的实施例提供了一种用于功率因子校正(pfc)的数字控制，包括仅在输入信号的过零处更新值的多电平非线性控制技术。本公开的实施例克服了与pfc系统中的输出电压(例如，体电压)的连续时间线性时不变控制(例如，传统的模拟比例、积分或比例、积分、微分控制)相关的问题，在pfc系统中，带宽必须被限制到远低于输入信号的ac频率的频率，因为控制系统否则将试图克服大容量电容器上的纹波(具有两倍的ac频率)，这样做会损害功率因子。结合下面的文本和对应的附图更详细地描述本公开的这些和其他实施例以及其许多优点和特征。
附图说明
12.图1a是示出用于解释本公开的实施例的设备的功率因子校正(pfc)开环增益(单位：db)、设备的增益(单位：db)和补偿器的增益(单位：db)的曲线图。
13.图1b是示出可用于解释本公开的实施例的设备的相位(以度为单位)、补偿器的相位和用于离线补偿电源转换器的通用线性时不变(lti)功率因子校正(lti pfc)电压环路的开环的相位的曲线图。
14.图2是示出根据本公开的实施方式的用于控制切换电源转换器的功率因子的示例性控制系统的方块电路图。
15.图3是示出根据本公开的实施例的用于三个ac半周期的示例性输入电压、输出电压和输入功率的曲线图。
16.图4是示出根据本公开的实施例的用于控制切换电源转换器的功率因子的方法的流程图。
17.图5是示出根据本公开的实施例的具有恒定导通时间控制的图腾柱无桥临界传导模式升压电源转换器电路的示例性功率因子校正电路的方块电路图。
18.图6是示出根据本公开的实施方式的当输入电压极性为正时的图腾柱无桥临界传导模式升压电源电路的操作的方块电路图。
19.图7是示出根据本公开的实施例的具有恒定导通时间控制的电源转换器电路的低切换频率操作的曲线图。
20.图8是示出根据本公开的实施方式的当输入电压极性为负时的图腾柱无桥临界导通模式升压电源电路的操作的方块电路图。
21.图9是示出根据本公开的实施例的pfc电源转换器的非线性的离散时间控制结构的功能框图。
具体实施方式
22.本公开的实施例涉及用于控制可以以多个操作电平操作的开关电源转换器的功率因子的系统、装置和方法。在一个实施例中，当在开关电源转换器的输出电压中进行小的改变时，可以执行线性的离散时间操作电平。线性的离散时间操作电平可以包括在开关电源转换器的输出电压上执行的pid(比例、积分、微分)型补偿。在一个实施例中，当相邻ac半周期中的采样输出电压之间的差超过预定值(正或负)或预定范围时，可以执行非线性、离散时间操作电平，例如离散传导模式。
23.图1a是示出用于解释本公开的实施例的功率因子校正(pfc)开环增益(单位：db)、
设备的增益(单位：db)和补偿器的增益(单位：db)的曲线图。图1b是示出用于离线补偿电源转换器的通用线性时不变(lti)功率因子校正(pfc)电压环路的开环的相位、设备的相位(以度为单位)和补偿器的相位的曲线图。
24.参照图1a，x轴表示以hz为单位的频率，y轴表示以db为单位的增益。曲线101表示作为控制信号的函数的电源转换器设备的增益(即，作为导通时间和开关频率的函数的从v
in
到v
out
的功率级电压增益)，曲线102表示电源转换器的补偿器的增益(即，从输出获得反馈并基于参考电压和输出电压之间的误差向设备提供控制信号)，曲线103表示补偿电源转换器的开环周围的增益(即，从补偿器的输入到控制信号到v
out
)，其中v
in
是源(例如，设备、电网)的输入电压，v
ref
是参考电压，v
out
是电源转换器的输出电压，并且t
ctrl
是到功率级电源转换器(假设crcm)的控制信号。100hz的环路增益为41.8db。可以看出，为了在最低ac输入频率(约94hz)的两倍处实现约-42db的环路增益(衰减)以满足调节要求，需要约2.1hz(其为低频)的环路交叉频率。在ac输入频率的两倍处，比约-42db高得多的连续时间lti环路增益将导致转换器“尝试”调节为
‘
恒定’输入功率而不是
‘
电阻’输入功率，这意味着当输入电压在ac过零附近降低时，功率因子将受到增加的输入电流的影响。参照图1b，曲线101p表示设备的相位，曲线102p表示补偿器的相位，并且曲线103p表示完整系统的开环相位，其在2.1hz处具有43.9度的相位裕度。因此，用于一个世界通用功率因子校正开关模式电源的模拟、连续时间lti实现方式的环路性能基本上被限制在带宽和增益为类似于图1a和1b所示的电平。
25.因此，本公开的实施例提供电源转换器的功率因子校正，其展现出高增益和高频率而不引起环路不稳定并且同时保持最小可接受的功率因子。
26.最佳功率因子校正的通用离线开关电源(smps)将提供许多功能，包括：
27.1.单个ac半周期内的输入电流与电压(即，频率成分)形状上匹配，并且与电压同相。
28.2.输入电流波形的幅度使得输入电流波形的均方根(rms)值(在ac半周期上)导致从ac输入电压源取出的能量与负载在此期间消耗的能量相匹配，即平均输入功率等于dc输出功率。
29.本公开的实施例提供了离散时间闭环控制系统，其可仅在ac过零处(在此不处理功率)更新恒定导通时间控制信号。由于在输入信号的ac半周期期间不会发生电流幅度变化，因此理论上得到的功率因子可以接近或等于1(即，输入电流可以基本上为正弦波形状且与正弦波形状的输入电压同相)，并且系统表现为电阻器，其电阻值不“连续且足够慢”地变化，而是离散且仅在过零处变化。系统可以(以各种采样率，例如，比输入信号的ac频率的两倍更快)对相邻ac半周期之间的输出电压进行采样。也就是说，在这里描述的实施例中，采样系统可以与ac输入信号(周期性变化的输入信号)同步。
30.如果以弧度的相位角来描述完整的ac周期，则完整的周期(从上升沿过零到上升沿过零)将包括0-2π的相位角。因为本公开的实施例向负载提供经调节的输出(体)电压，所以随时间感测输出电压的rms。在这种情况下，它可以是从0到π或从1/2π到3/2π的rms值。假设输出(体)电压保持稳定，ac纹波的频率是ac输入信号频率的两倍，那么当它从任何值采样到相同的值 π时，电源转换器会产生完全相同的结果。在一个实施例中，功率控制器以特定的相位角(以π弧度间隔)采样输出电压的瞬时值(单个采样)，并且不感测/采样存在于输
出电压上的交流电压纹波。在这种情况下，采样频率被锁定在交流频率的两倍并且与输入电压的ac频率同步。在另一实施例中，电源转换器采样并调节输出电压的rms值。对于本领域的任何技术人员显而易见的是，除了特别提及的采样方案之外，还存在将实现类似结果的无数采样方案，包括过采样、去抖动、噪声滤波等技术。
31.由于这里描述的采样和控制的非线性的离散时间性质，本公开的实施例提供可以使用数字控制方案来实现的多个操作电平调节或反馈。在一些实施例中，电源转换器可以包括具有响应于不同动态负载条件的不同操作电平的功率因子校正电路。注意，转换器可以容易地被设置为调节平均体电压、rms体电压、最小体电压或峰值/最大体电压。本领域技术人员将容易理解，根据各种感测量值，例如输入rms电压、处理功率、温度、最终输出电压(在后续dc/dc转换器级的输出处)等，在操作期间在这些设定点之间进行改变。在这种数字系统中，还可以根据需要或根据与优化整体转换器性能相关的需要来动态地改变/操纵基准。
32.图2是示出根据本公开的实施例的用于利用非线性的离散时间控制操作电平来控制开关电源转换器的功率因子的示例性混合控制系统20的方块电路图。控制系统20包括图腾柱无桥功率因子校正(ac/dc)升压转换器201、包括补偿器211的控制器210、和恒定导通时间发生器230。升压转换器201包括用于接收周期性变化的输入电压v
in
、升压电感器l
boost
、第一开关s1、第二开关s2、第三开关s3、第四开关s4和电容器c
bulk
的一组输入端子i1、i2。
33.控制器210具有：耦合到电容器c
bulk
的第一端子的第一输入221，用于向控制器提供输出电压v
out
的反馈信号223；耦合到输入电压v
in
的端子i1、i2的第二输入222(a，b)，用于确定两个输入端子的差分并检测输入信号的过零以及输入信号的rms电压；第一输出225，其被配置为输出操作电平1信号(“小信号响应”)；第二输出226，其被配置为输出操作电平2信号(“大信号响应”)；以及第三输出227，其被配置为输出操作电平3信号(“大阶跃响应”)。常数导通时间发生器230具有：被配置为接收操作电平1信号的第一输入231、被配置为接收操作电平2信号的第二输入232、被配置为接收操作电平3信号的第三输入233、以及被配置为接通和关断开关s2的输出235。在一个实施例中，开关s1和s2是垂直gan ejfet，例如nexgen电力系统公司的nxg2ea070r170。
34.根据本公开的实施例，混合控制系统20可以根据反馈信号在不同的操作条件下操作。例如，当控制器210检测到在输入电压v
in
的过零处的预定范围内的标称输出电压，即，误差信号具有小的幅度，向控制器发出输出电压v
out
改变或缓慢漂移(例如，在ac输入信号的几个周期内)或根本不改变或漂移的信号时，混合控制系统20可以在正常操作条件下操作。在这种情况下，控制器210可以向恒定导通时间发生器230输出操作电平1信号(“小信号”)，以对晶体管s2的导通时间进行小的改变，以便使输出电压非常接近其目标。该响应在本质上类似于传统的模拟lti系统，但是，除了本公开的实施例(例如，至少1/2的ac频率或潜在地等于(即，1/1)ac频率)的带宽可以显著高于传统的lti系统(例如，如图1a和1b中示例的2.1hz)的带宽。在一个实施例中，误差信号可以是大幅度的，向控制器发出信号，表明输出电压变化非常迅速，或者与其目标相比变化足以达到某个预设的绝对值。在这种情况下，控制器210可以向恒定导通时间发生器230输出操作电平2信号(“大信号响应”)。这仅在存在大扰动(典型的非周期性事件)的情况下才有效地扩展了转换器的带宽，这可防止较大的vout
偏差，同时仅略微影响功率因子(如果有的话)，并且不引起不稳定性。在另一实施例中，当控制器210检测到输出电压不在预定范围内时，控制器210可以向恒定导通时间发生器230输出操作电平3信号(“大阶跃响应”)，并允许恒定导通时间发生器立即更改为不同的导通时间(而不是等待过零)。这极大地影响功率因子，但仅在其发生的ac循环的单个ac半周期中。由于预期这是罕见的事件，所以预期功率因子在长期内不会受到总体影响。下面将参照图4更详细地描述由控制器提供不同操作电平信号的条件。
35.以下部分提供混合控制系统的不同操作电平或补偿过程。
36.电平1补偿过程(操作电平1；小信号响应)
37.在一个实施例中，功率因子校正电路可以包括比例、积分、微分(pid)补偿；比例、积分(pi)补偿；ii型补偿；或其它合适类型的补偿，用于通过对恒定导通时间控制信号进行小的改变来调节输出电压以维持周期性变化的输入信号的ac半周期上的平均值。在一个实施例中，pid/pi控制回路仅在输入交流电压的半个周期内平均的输出电压的平均值上操作。这种类型的pid/pi控制回路具有相对低的带宽(例如，大约23hz)，其目的是消除直流误差，即，pid/pi补偿器的积分部分通常是主要部分。然而，pid/pi补偿器必须是缓慢的以补偿负载的突然变化，因为它基本上受到相对低的带宽的限制。低带宽和受限制的pi/pid响应的结果是，例如，响应于从低负载电流/功率电平到高负载电流/功率电平的大负载阶跃，在输出电压中的大降压。因此，电平1补偿过程通常用于小信号控制。该慢速补偿或低带宽pid/pi控制回路被称为操作电平1或电平1补偿过程。操作电平1或电平1补偿过程也被称为线性的离散时间操作电平，并将参照图5-8更详细地描述。
38.本公开的实施例提供了用于补偿突然负载变化的新型非线性功率控制技术。如上所述，操作电平1具有低带宽(约23hz)，并且通常适合于在输入信号的几个周期内输出电压的缓慢变化。也就是说，例如，当具有空电池的膝上型计算机连接到电源转换器并且导致输出电压基本上下降时，操作电平1可能不能对输出电压的突然变化作出足够快的反应，这是操作电平1可能不能在ac输入信号的几个周期内校正的情况。因此，除了电平1中的操作之外，本公开的实施例提供用于大信号控制和大阶跃控制的操作电平2和操作电平3补偿过程。
39.图3是示出根据本公开的实施例的用于三个ac半周期的示例性输入电压、输出电压和输入功率的曲线图。参照图3，周期性变化的输入信号(例如，存在于壁插座处的ac电网的电压)由曲线301表示，平均输出电压由曲线302表示，包括具有周期性变化的输入信号的两倍频率的ac波纹的输出电压由曲线303表示，以及取自发电厂或ac电网的输入功率(即，壁插座)由曲线304表示。在一个实施例中，输入功率是由曲线301表示的输入信号和与输入信号同步相位的输入电流的乘积。x轴表示时间(秒)，y轴表示曲线301、302和303的输入和输出电压(v)，以及曲线304表示输入功率(w)。在所示的示例性实施例中，周期性变化的输入信号具有47hz的频率(对应于21.3ms的周期)和264伏的rms幅度或373伏的幅度(即，峰值幅度)。输出电压(即，体电压)具有400伏的直流值。应当理解，这些数值是作为示例提供的，并不意味着是限制性的。
40.参照图3，示出了三个ac半周期ac1、ac2和ac3。在时间t＝0ms之前，即在第一个ac半周期ac1之前，控制器或补偿器可以在电平1补偿过程中操作，即，电源转换器可以向负载提供足够的输出电压或输出功率，并且控制器可以在低带宽例如20hz-50hz(或者甚至像传
统的线性连续时间系统一样低，例如大约2hz到大约10hz，如图1a和1b所示)操作。在周期性变化的输入信号的第一个半周期处(例如，在47hz的周期性变化的输入信号的0ms和10.6ms之间的时间)，由于来自受到带宽限制的控制器的慢反应，负载需要比电平1补偿过程可能提供的功率更多的功率。例如，电源转换器可以为没有安装电池并且在其空闲状态下操作的膝上型计算机供电，直到用户提示应用程序通电，该应用程序使用大量的cpu和存储器来执行。由于历史上只提供了少量的功率，所以“小信号响应”(电平1补偿)在应用程序启动之前要求小的、恒定的导通时间权，并且电平1补偿可以施加在每个ac过零的恒定导通时间上的改变量由于其受限的带宽而受到限制。因此，刚启动的那段时间(比如几个ac周期)，导通时间不足，输出电压不断下降。结果，可能产生不可接受的输出电压下降。在这种情况下，此处描述的控制器改为切换到电平2补偿过程，它可以执行非线性的离散时间控制，有效/表观带宽明显高于电平1补偿过程的约20hz-50hz的带宽。
41.在一个实施例中，控制器被配置为通过在第一个ac半周期ac1之后在曲线301所示出的周期性变化的输入信号的过零处对曲线303所示的输出电压进行采样，并将经采样的输出电压与曲线302所示出的平均输出电压或最后ac过零处(例如，在时间为0ms处)的输出电压进行比较以获得比较结果，来检测即时功耗(例如，膝上型计算机的功耗)。也就是说，控制器以输入信号的两倍频率对输出电压进行采样。当曲线303所示的输出电压与曲线301所示出的输入信号的过零处的曲线302所示的平均输出电压(或最后过零处的输出电压)之间的差值306超过预定值时，控制器可以确定电源转换器由于其低带宽而不能利用操作电平1递送所需的输出功率，并选择电平2补偿过程。在这种情况下，控制器可以改变第二个ac半周期ac2(紧邻输入信号的交叉点的半周期，即时间10.6ms和21.3ms之间的半周期)中的导通时间间隔。例如，控制器可以增加导通时间间隔以获得更多的输入功率(例如，从壁插座)。在第二个ac半周期ac2中示出了输入功率的增加。
42.电平2补偿过程(操作电平2)
43.如上所述，操作电平1可用于调节输出电压中的小变化，但当输出负载突然变化时可能不够快。因此，可以实现操作电平2。在一个实施例中，当控制器确定输出电压不在预定范围内(因此超出操作电平1的范围)时，控制器关闭操作电平1补偿器，并且反馈信号在ac半周期(例如第二个ac半周期ac2)期间被去激活。控制器在过零处(例如，在10.6ms处)对输出电压进行采样，并将经采样的输出电压与目标输出电压进行比较以获得比较结果。控制器基于比较结果和预定的(或预编程的)c
bulk
电容器值来增加(或减少)第二ac半周期ac2中的恒定导通时间(输入功率)。已知电容值的过零之间的持续时间的电压差可用于计算在先前的ac半周期期间从电容器获得的功率。作为示例，该计算可以使用在ac半周期ac1期间由负载从电容器获得的输出功率与在ac半周期ac2期间由转换器功率级传送到电容器的输入功率之间的功率不足作为输入。新的导通时间被编程为匹配“旧的”功率加上两倍的不足。这将导致等效的功率过剩，这将把所有所需的功率传送到负载，并补充从c
bulk“丢失”的能量。在随后的ac过零处(例如，在约t＝21.3ms处)，减小恒定导通时间，使得输入功率与负载功率匹配，并且恢复操作电平1补偿过程。注意，反馈过程是离散时间，因为控制器仅在ac输入信号的过零点处改变控制变量(例如，s2的“恒定导通时间”)。换句话说，离散时间反馈环路和采样频率与操作电平1中的ac信号的整流版本同步。进一步注意，反馈过程在操作电平2中是非线性的(除了离散时间之外)，因为控制变量的变化(例如，s2的“恒定导通时间”)仅
在满足某些标准的触发点处为单个a/b两步响应进行预先计算。因此，操作电平2不是连续激活的，而是仅在特定时间激活。这使得操作电平2除了是离散时间的之外，还是非线性的。
44.在一个实施例中，当比较结果显示采样的输出电压低于曲线302所示的平均输出电压时，即差值306为负时，控制器在第二个ac半周期ac2期间将开关s2的导通时间间隔增加一定的第一量。可以通过将预定时间间隔加到电流导通时间间隔或者通过将电流导通时间间隔乘以乘法因子来增加该一定的第一量。因为增加的导通时间间隔被添加到电流导通时间间隔(非线性)或者电流导通时间间隔被增加乘法因子(非线性)并且仅在第二个ac半周期(时间离散)中，所以该过程是非线性和时间离散的过程。术语“非线性”是指以非线性方式改变变量(例如，输入功率)，例如使用加法、减法或乘法运算来改变输入功率。
45.在一个实施例中，当比较结果显示曲线303所示的采样输出电压高于曲线302所示的平均输出电压，即差值306为正时，控制器在第二个ac半周期ac2期间将开关s2的导通时间间隔减小一定的第二量。可以通过从电流导通时间间隔减去预定时间间隔或者通过将电流导通时间间隔乘以乘法因子来减小该一定的第二量。该过程是非线性和时间离散的过程，因为减小的导通时间间隔是从电流导通时间间隔中减去的，或者电流导通时间间隔是通过乘法因子(非线性)减小的，并且仅在第二ac半周期(时间离散)中。注意，非线性和时间离散的电平2补偿过程仅在ac半周期内发生，从而维持功率因子。
46.根据本公开，将相邻的ac半周期感测的输出电压平均值之间的差值(例如，曲线303所示的输出电压和图3中曲线301所示的输入信号的过零处的曲线302所示的平均输出电压之间的差值306)与预定值(可以是正值或负值)或预定范围进行比较。当差值超过预定值或预定阈值时，电源转换器的补偿器将采取某些动作。当差值不超过预定值或预定阈值时，将不采取任何动作。在一些实施例中，动作可以包括如下所示的2步非线性控制过程。
47.步骤a：基于采样的输出电压中的差值，在操作点中定义归一化步骤。对于恒定导通时间控制系统，这可以是导通时间间隔中的加法或乘法差。参照图3，在t＝10.6ms的过零点处，控制器确定在第一ac半周期ac1中(即，在t＝0ms和t＝10.6ms之间)丢失了多少功率，并在中间接下来的ac半周期ac2中(即，t＝10.6ms到t＝21.3ms)增加丢失功率的量。可以基于电容器c
bulk
处的电压降来确定丢失功率的量。在所示的示例中，在直接在采样/比较步骤之前的ac过零处，其中差超过用于激活该操作电平2的预定阈值，可以基于所确定的丢失功率为ac半周期ac2取归一化阶跃值的二倍(即，两倍)。在一个实施例中，控制器还设置电平2标记，指示补偿器处于电平2补偿过程中。
48.步骤b：在ac半周期之后，其中采用2x步长(例如，到更高的导通时间值)，可以采用1x倍的减小(例如，在第三ac半周期ac3中)。如图3的示例性实施例所示，附加输入功率是第二ac半周期ac2中标称输入功率的两倍，并且第三ac半周期ac3中的输入功率相对于加倍的输入功率减小。应当注意，功率变化仅影响幅度(尺寸)，从而保持输入功率的形状。控制器在完成步骤b之后将电平2标记复位，指示补偿器不再处于电平2补偿过程中。
49.在数值示例中，当平均输出电压差超过20v(例如，从一个ac半周期中的400v到随后的ac半周期中的380v)时，在随后的ac半周期中实现(恒定)导通时间的2μs时间增加(例如，从5μs到7μs的导通时间的增加)，然后在一个或多个后续的ac半周期中实现导通时间的1μs减少(例如，导通时间从7μs减少到6μs)。
50.在一个实施例中，这种附加的大信号反馈控制在被激活后仅对两个连续的ac半周
期起作用，在某些情况下完全起作用。下面将参照图4详细描述电平2补偿过程。
51.在另一示例性实施例中，控制器可以在以较低增益带宽操作电平1补偿过程环路的同时进入电平2补偿过程，以便维持小信号稳定性。例如，在t＝0ms至t＝10.6ms之间的第一ac半周期ac1中，平均输出电压从在ac过零处测得的约400v降至约370v。除了平均输出电压外，可以在相应的ac过零处测量瞬时电平。该30v差触发电平2控制回路变为有效。(恒定的)导通时间在ac过零(即t＝10.6ms)的时间离散地增加一个足够大的量，以通过随后的ac过零(即t＝21.3ms)将大容量电容器重新填充回其标称电平。
52.在一个数值例子中，转换器在空载状态或非常轻载状态下以操作电平1和2w的标称电平工作。在第一ac半周期ac1期间，将具有大约200瓦的最大功率的完全放电的电池的膝上型计算机或笔记本电脑插入转换器，从而导致大容量电容器处的输出电压显著下降。控制器确定操作电平1不能传送所需的功率，并在第二ac半周期ac2中切换至操作电平2，这将输入功率增加到400瓦(电平2的步骤a)，以便提供200瓦来对耗尽的电池充电和200瓦来对大容量电容器再充电。在第三ac半周期ac3中，控制器将输入功率降低到200瓦(电平2的步骤b)，这足以对电池充电，因为大容量电容器已充满。这是一个非线性过程，因为控制器通过向标称输入功率添加一定量来增加输入功率，并且操作电平2仅持续第二和第三操作电平半周期。非线性过程也是时间离散的，因为当控制器在输入信号的过零处采样输出电压时，反馈信号被提供给补偿器。因此，在一些实施例中，恒定导通时间以曲线304所示的平均输入功率与新的直流负载功率一致的方式减小。
53.电平3补偿过程(操作电平3)
54.本公开的实施例还提供可用作紧急操作电平补偿过程的附加电平补偿过程。该紧急操作电平补偿过程可以称为电平3补偿过程或操作电平3。在该实施例中，利用异常状态检测电路或单元来检测异常充电状态，在该异常充电状态期间负载请求最大电压或功率。在一个实施例中，当输出电压下降到低于电流电压阈值或上升到高于电流电压阈值时，激活电平3补偿过程。在一个实施例中，电源转换器中的控制器可以在ac半周期内对输出电压进行多次采样(例如，以可能显著高于ac频率的固定采样率，并且不必与ac频率同步)，并且不仅在过零处采样，并且例如当电源转换器检测到输出电压通过将导通时间间隔增加到最大值(例如，瞬间或立即以及对于ac半周期的其余部分)时立即反应。在一个实施例中，当在ac半周期内的设置点处检测到输出电压高于预定的高阈值时，控制器可以减小导通时间间隔，或者甚至对于ac半周期的剩余部分完全关断导通时间间隔。
55.这里，电平1补偿过程称为线性的离散时间的过程，电平2和电平3补偿过程称为非线性的离散时间的过程。下面将更详细地描述线性操作电平(用于小信号控制的pid或pi补偿或电平1)和非线性操作电平(用于大信号控制的电平2和用于大阶跃离散扰动的电平3)。
56.功率电平，例如，在时间t＝0ms处的ac过零等于0之前，可基于以下项进行近似或计算：输入电压(输入电压来其可被感测或测量为rms值)；固定电路参数，例如电感值；以及由小信号环路强制的(恒定的)导通时间。例如，可以通过计算作为输入电压、电感值和恒定导通时间间隔的函数的平均输入电流来近似ac半周期在t＝0ms之前的功率电平。在从t＝0ms到t～10.6ms示出的第一ac半周期中处理相同的功率电平，但是显然，负载采取阶跃(即，突然的负载变化)以消耗更多的功率，由此耗尽大容量电容器。如果在ac过零之后(例如，在t＝0.1ms)出现例如在第一时间的负载阶跃，则新的负载功率电平可以由先前的功率
电平、与ac过零之间的“距离”相关的ac频率和大容量电容器的电容值来估计。可以通过增加后续ac半周期中的输入功率来补偿从先前ac半周期到当前ac半周期的输出功率电平中的估计差异。作为示例，可以通过将导通时间间隔增加基于输入电压的量来使输入功率加倍。这被实现为操作电平2的步骤a，其中电平2标记被设置为布尔值。在一些实施例中，输入功率精确地加倍以提供最佳解决方案。如对本领域技术人员来说是明显的，大容量电容器的特征在于能量状态较低，因为负载消耗来自大容量电容器的能量大于传送给大容量电容器的转换器的能量。因此，本公开的实施例仅补充该能量不足而不补充额外能量，以便在将全新功率电平传送到负载的同时将电容器电压精确地返回到目标而不是更大。如果功率增加三倍或四倍，这将在电容器上产生过电压的风险，这可能在系统上引起大的电压扰动，并且在某些情况下，元件由于过电压应力而发生灾难性故障(例如，电容器可能泄露)。然后，随后在第三ac电半周期处匹配新的输出功率电平(步骤b电平2标记重置)，并且电平2补偿过程或操作电平2被禁用，直到再次设置电平2标记以再次触发步骤a和步骤b。下面将更详细地描述操作流程。
57.在可以看到大负载阶跃的电源中，最重要的性能度量之一是对这种负载阶跃的反应，也称为对这种负载阶跃的调节。任何闭环系统的负载阶跃响应，如果该阶跃在从轻负载到重负载的很宽的负载范围内，则是输出电压或体电压中的初始下降，接着是振铃序列，该振铃序列的特征通常是在进入具有某种调节误差的稳定状态电平之前以自然对数方式衰减的“欠冲”和“过冲”电压的序列，这可以是小的。
58.误差/振铃的对数衰减速率以及初始“欠冲”电压是系统的增益带宽以及相位裕度的函数。环路可以在相同的相位裕度处闭合的频率越高，电源的性能就越好。具有2-4hz的实际的自然极限，因为环路的最大可能带宽意味着负载阶跃响应是慢的，并且输出电压下降可以是深的和/或可以在输出端(c
bulk
)采用非常大的电容器，以便具有足够的能量储备，使得大负载阶跃导致考虑到慢的环路响应的较小的深电压下降。因此，本公开的实施例允许选择物理上更小和更便宜的大容量电容器，同时简化后续dc/dc转换器级的约束和/或操作包络，并保持对最终输出电压的严格调节，而不会残留任何ac频率或其谐波。
59.本公开的一个或多个实施例可以提供以下优点和益处。
60.1.这些实施例例如将环路带宽优化为恰好其最佳值，这导致在高于输入信号的ac频率的两倍的频率处没有环路增益，并且在ac频率和较低频率处尽可能多的环路增益(即，稳定性准则)。奈奎斯特稳定性准则将建议环路带宽刚好低于ac频率并且跟踪ac频率可能是什么。
61.2.除了离散的小信号响应之外，这些实施例还用大信号响应来增加环路增益，并且在某些情况下，仅在必要时，显著增加单个ac周期的有效环路增益，同时不引入不稳定问题并且不会导致功率因子影响(即，保留功率因子)。
62.3.这些实施例进一步用离散的一次性大阶跃响应来增强混合(即，电平1环路和电平2环路组合)环路，如果需要，该一次性大阶跃响应仅在单个ac半周期中损害功率因子并且在罕见的大扰动情形中显著增加有效环路增益。
63.根据本公开的实施例，控制器可以在周期性变化的输入信号的过零点处周期性地对输出电压进行采样，并确定采样的输出电压是否在预定范围内。当被采样的输出电压被确定为在预定范围内时，控制器可以使用操作电平1(即，离散时间pid或离散时间pi控制)
和反馈信号来调节输出电压。当控制器确定采样的输出电压不在预定范围内时，控制器可以使用操作电平2来调节输出电压，即，使用步骤a(例如，通过加法或减法改变导通时间)来增加或减少输入信号的后续ac半周期中的输入功率，步骤a紧接步骤b，如图3所示。在一个实施例中，当控制器确定ac半周期内的反馈信号在高于或低于阈值的阈值之外时，控制器可以通过在反馈信号低于阈值时将导通时间间隔增加到其最大值或者在反馈信号高于阈值时停止所有操作电平来对操作电平3进行反应。在一个实施例中，当确定采样的输出电压在大于预定范围的第二确定范围之外时，控制器也可以执行操作电平3。可以在任何时间允许对恒定导通时间的改变，并且对于操作电平3不限于ac过零。
64.图4是示出根据本公开的实施例的用于控制开关电源转换器的功率因子的方法40的流程图。方法40开始于操作400。操作400包括在ac半周期期间的正常状态操作，即，操作400对于具有恒定导通时间间隔的小信号环控制在正常状态下执行操作电平1。开关功率控制器可以包括在操作401的周期性变化的输入信号(例如，发电厂或交流电网的ac输入电压)的过零处采样输出电压v
bulk
的幅度的周期性间隔定时器(pit)。当操作401确定在输入信号的过零处存在输出电压v
bulk
时(在401中为“是”)，方法40进行到操作403。
65.操作403确定电平2标记的状态(逻辑值)。如果没有设置电平2标记(例如，标记位为0)，方法40进行到操作404。操作404确定输出电压v
bulk
是否在具有上限t(v)和下限s(v)的第一预定范围内。如果确定输出电压v
bulk
在第一预定范围内(在403中为“是”)，则操作405为小信号响应选择操作电平1。在一个实施例中，操作电平1是线性操作电平，包括具有针对控制信号的恒定导通时间间隔和可变关断时间间隔的pid补偿。操作407确定周期性间隔定时器(pit)是否检测到输入信号的过零。如果检测到输入信号的过零，则方法40返回到操作400(具有恒定导通时间控制信号的正常状态)。
66.如果操作404确定输出电压v
bulk
不在第一预定范围内(在404中为“否”)，即输出电压v
bulk
高于t(v)或低于s(v)，则操作406使用上述步骤a为大信号响应选择操作电平2，并设置电平2标记。例如，操作电平2对应于图3的第二个ac半周期ac2中的输入功率的增加。
67.当操作403确定电平2标记被设置时(在403中为“是”)，操作408执行对应于操作电平2的电平2补偿过程的步骤b，以针对大信号响应减小图3的第三个ac半周期中的输入功率，并将电平2标记重置或清除，并前进到操作407。操作407确定周期性间隔定时器(pit)是否检测到输入信号的过零。在一个实施例中，周期性间隔定时器可以包括在控制器中。如果检测到输入信号的过零，则方法40返回到操作400(具有恒定导通时间控制信号的正常状态，即操作电平1)。在一个实施例中，操作400确定在输入信号的过零处输出电压v
bulk
没有准备好采样，例如，在t＝0ms处周期性间隔定时器(pit)没有检测到输出电压的期望值。在这种情况下，方法40进行到操作410，其包括在t＝0ms和t＝10.6ms之间的某个时间对输出电压v
bulk
进行采样，并确定输出电压v
bulk
是否在具有上限y(v)和下限x(v)的第二预定范围内。第二预定范围大于第一预定范围。在一个实施例中，y(v)大于t(v)，x(v)大于s(v)。
68.当操作410确定输出电压v
bulk
不在第二预定范围内时(在410中为“否”)，方法40进行到操作411，其包括为大阶跃响应选择操作电平3。在一个实施例中，操作电平3包括将导通时间间隔增加到ac半周期的其余部分的最大值。例如，当在t＝4ms处对输出电压v
bulk
进行采样并且确定采样值不在第二预定范围内时，操作411将使导通时间间隔增加到其最大导通时间值并且保持最大导通时间值直到第一个ac半周期ac1结束为止(即，在t＝4ms和t
＝10.6ms之间的时间期间)。在一个实施例中，最大导通时间值可以设置为输入电压的函数。例如，可以设置最大导通时间以实现240瓦转换器的320瓦功率电平，尽管它可以增加到更高的电平。在一个实施例中，可以为操作电平3预先确定特定的功率电平，然后将对应的最大导通时间设置为对应于操作电平3的预定功率电平，以防止开关中的过电流应力或pfc电感器中的饱和效应。当操作410确定输出电压v
bulk
在第二预定范围内时(在410中为“是”)，方法40进一步返回到操作400并重复。
69.与现有系统和方法相比，本公开的实施例通过在ac输入信号的大约过零(即，当正弦波形状的输入电压接近零时)期间精确地且仅提供反馈信号来提供若干优点和益处。
70.本文描述的利用电平1 电平2 可选地/潜在地电平2a、2b等的混合控制技术(其中利用渐进式更高的触发阈值)和可选地/潜在地电平3a、3b等的混合控制技术(其中利用渐进式更低/更高的阈值)利用非线性的离散时间控制技术精确地且仅在接近ac过零的时段期间实现对控制信号的改变。
71.图5是示出根据本公开的实施方式的具有恒定导通时间间隔的图腾柱无桥临界传导模式升压电源转换器电路50的示例性功率因子校正电路的方块电路图。在图5所示的示例中，控制器被配置成在操作电平1中操作，并且恒定导通时间发生器被配置成在输入ac电压波形的正部分(即，正半周期)期间向开关s2提供恒定导通时间控制信号，并且在输入ac电压波形的负部分(即，负半周期)期间向开关s1提供恒定导通时间控制信号。控制器还被配置为根据电流和ac输入电压的极性提供控制信号以接通和关断开关s1、s2、s3和s4。例如，在周期性变化的输入信号v
in
半周期的正半周期中，控制器在整个ac半周期中接通开关s4，关断开关s3，s2是接收“恒定导通时间”信号的“控制开关”。然而，例如，在周期性变化的输入信号v
in
的负半周期中，控制器在整个ac半周期中关断开关s4，并接通开关s3，s1是接收“恒定导通时间”信号的“控制开关”。
72.图6是示出根据本公开的实施例的当输入电压极性为正时的图腾柱无桥临界传导模式升压电源电路的操作的方块电路图。该图相当于图5，其中s4用短路代替，s3用开路代替，以指示在ac输入电压信号的正半周期期间s3/s4的开关状态。图腾柱无桥临界传导模式升压电源电路60在输入电压v
in
处于正半周期时有效地以如下方式工作。与连接到v
bulk
的输入端子in1相比，连接到端子i1、i2的输入电压v
in
比在连接到l
boost
的输入端子i1处的更高。与图5相比，为了清楚起见，未示出开关s3(关断)和开关s4(接通)。
73.步骤1：开关s2被接通预定的导通时间间隔(恒定导通时间)，该导通时间间隔在ac半周期上基本不改变。
74.步骤2：在开关s2导通的时间期间，l
boost
中的电流上升，例如线性地斜升到输入电压在开关s2导通时段期间保持基本恒定的程度。
75.步骤3：开关s2在预定导通时间期满之后关断。l
boost
中的电流已经达到峰值，该峰值是s2导通时段期间和开关s2导通时段持续期间的输入电压的函数。
76.步骤4：在开关s2关断并且导通通道不再承载任何电流之后，开关s1接通，直到l
boost
中的电流达到0a。
77.步骤5：在开关s1导通的时间期间，l
boost
中的电流例如线性地斜降到输入电压和输出电压在开关s1导通时段期间保持基本恒定的程度。s1导通的时间取决于开关s1导通时l
boost
中的电流，以及输出电压和输入电压之间的电压差。
78.步骤6：在l
boost
中的电流达到0a时，开关s1关断。
79.步骤7：大约在开关s1完全关断时，其通道不再传导电流，开关s2再次接通，过程从步骤1开始重复。步骤1至7是图4所示的操作电平1补偿过程。控制器被配置成控制流过电感器的rms电流，使得平均输入功率等于平均输出功率，并且输入电流具有与输入电压相同的频率成分并且与输入电压同相。该线性操作电平是通过在正ac半周期上使用控制开关s2的恒定导通时间来实现的，该控制开关s2可以与crcm操作结合，在crcm操作中下一个切换周期恰好在使电感器消磁到0a时开始。流经这七个步骤的升压电感器的电感器电流在图7中描述。该过程也被称为临界传导模式，其具有在ac半周期期间不明显改变的恒定导通时间控制信号，并且具有“关断时间”，该“关断时间”仅准确地足以使电感器完全消磁到0a。
80.图7是示出根据本公开的实施例的在正ac半周期期间具有恒定导通时间控制信号的电源转换器电路的低切换频率操作的曲线图。参照图7，曲线701表示具有可变关断时间间隔的恒定导通时间控制信号，其被配置成接通和关断图6的开关s2。曲线703表示流经电感器l
boost
的电感器电流。曲线705(点线)表示ac半周期期间的电流包络。曲线707(短划线)表示平均输入电流。如图7所示，恒定导通时间控制信号在每个切换周期上具有恒定导通时间间隔和可变关断时间间隔。曲线705所示的电流包络是导通时间间隔、输入电压的幅度和电感器l
boost
的电感值的函数。可以使用关系ton*vin/l来计算电流包络，其中t
on
是导通时间间隔，v
in
是输入电压的幅度，l是电感器的电感值。由于导通时间间隔和电感值是恒定的，所以电流包络与输入电压成线性比例。
81.参照图6，开关s2被称为在正ac半周期期间的“控制开关”，因为它控制电感器中充电的峰值电流。开关s1被称为“sr开关”，因为它实现同步整流(synchronous rectification)。应当注意，二极管在其位置上是足够的。对于ac输入信号的负半周期，电路描述变得相对。如关于图5所讨论的，在负ac半周期期间，开关s4关断，开关s3接通。在图8中示出了如关于图5所讨论的在负ac半周期期间关断开关s4和接通开关s3的这种状态，其中s3被短路代替，s4被开路代替，并且为了与图5相比清楚起见，重新绘制该图。
82.图8是示出根据本公开的实施例的当输入电压极性为负时无桥临界传导模式图腾极升压电源电路的操作的方块电路图。电感器l
boost
现在通过开关s1由从右向左流过的电流充电到其峰值，并通过开关s2通过v
bulk
放电(即，回到0a)。因此可以清楚地看到，在该ac半周期中，在负输入电压极性下，开关s1用作“控制开关”，而s2用作“sr开关”(同步整流器)。除了s1和s2的作用交换以及电感器电流的极性变化之外，该半周期中的操作完全等同于上述关于图6的正半周期的操作。
83.由于切换电源转换器的目的是控制rms电感器电流，使得平均输入功率等于平均输出功率，并且输入电流具有与输入电压相同的频率成分并且与输入电压同相，因此临界导通模式控制转换器应大致确保控制开关在ac半周期上的恒定导通时间。
84.如果控制系统是线性的和连续的时间(意味着基于对输出电压的滤波响应连续地改变控制变量导通时间间隔)，则设置环路的增益和带宽以确保该控制变量的变化率足够小，使得在单个ac半周期内它不会有效地明显改变，意味着增益和带宽是小的。这具有这样的不利结果，即控制变量不能明显地从一个ac半周期改变到下一个ac半周期。
85.然而，如果控制信号是离散时间，并且更新仅与ac过零相关联，其中没有功率被处理，则控制变量可以改变(幅度方向)到任何期望的程度(增益)，并且最大增益的唯一标准
变成环路稳定性标准，例如，足够的增益和相位裕度，以确保鲁棒稳定性。
86.由于稳定性准则，环路的带宽不能超过奈奎斯特频率，并且测量量(例如，输出电压)的采样(和应用)速率与输入电压频率同步，并且作为整流的结果正好是输入频率的两倍。如果采用离散时间控制，环路带宽通常限于ac输入频率，而不是其一小部分。
87.此外，所提出的电平2和电平3增强(非线性控制技术)具有增加环路增益而不引起不稳定(例如连续不稳定)的效果。
88.图9是示出根据本公开的实施例的pfc电源转换器91的非线性的离散时间控制结构90的功能框图。pfc电源转换器91可以是图腾柱无桥临界传导模式升压电源转换器，如图5所示。参照图9，非线性的离散时间控制结构90包括具有一个或多个补偿器911的控制器910、导通时间发生器930和周期性间隔定时器950。控制器910包括：第一输入921，其被配置为接收电源转换器91的输出电压v
out
；第二输入922，其被配置为接收周期性变化的输入信号v
in
的ac信号；第一输出931，其被配置为提供操作电平1信号；第二输出932，其被配置为提供操作电平2信号；以及第三输出933，其被配置为向导通时间发生器930提供操作电平3信号。在一个实施例中，第一操作电平信号用于在过零处的输出电压上的小电压扰动，第二操作电平信号用于在过零处的输出电压上的大电压扰动，第三操作电平信号用于在周期性变化的输入信号的半周期内的输出电压上的大电压扰动。
89.周期性间隔定时器950包括连接到输入信号v
in
的一个端子的输入951，并且被配置为与输入信号v
in
同步并且触发控制器910以在过零点处采样输出电压。在一个实施例中，提供给非线性的离散时间的控制结构90的输入信号v
in
可以是ac电压的缩放版本或市电的整流交流电压。控制器910可以确定在输入信号的过零点处采样的输出电压是否可用，并将确定结果传送给周期性间隔定时器950。根据确定结果，周期性间隔定时器950可以触发控制器910在过零时间之前的较早时间对输出电压进行采样，如图4的操作410和411所示。可替代地，当控制器910确定采样的输出电压在过零点处可用时，控制器910可以启动如关于图4所示和描述的操作403到408。
90.在一个实施例中，一个或多个补偿器911可以包括用于生成电平1补偿过程的线性或非线性补偿器、两步非线性补偿过程、和非线性电平3补偿过程。控制器910可以包括处理器、硬件逻辑、用于存储被配置成执行结合图4描述的操作的指令或程序代码的存储器。在一个实施例中、导通时间发生器930接收补偿过程中的一者，并响应于所接收的补偿过程而生成控制信号935，该控制信号935被提供给pfc电源转换器91以调节输出信号v
out
。在一个实施例中，所述一个或多个补偿器可以包括电平1补偿器(用于小信号控制的线性pid或pi补偿器)、电平2补偿器(用于负载的突然变化的非线性的离散时间补偿器)、和电平3补偿器(用于异常输出电压状态的非线性的离散时间补偿器)。在一个实施例中，控制器在输入信号的过零处对输出电压的幅度进行采样，并将经采样的幅度与预定范围进行比较以获得比较结果。基于比较结果和电平标记的状态(具有一个或多个位)，控制器910选择要提供给导通时间发生器930的补偿过程中的一者，导通时间发生器930根据所选择的补偿过程生成控制信号至pfc电源转换器91。
91.控制器910可以包括处理单元和存储器，存储器耦合到该处理单元并被配置为存储程序指令，该程序指令用于该处理单元通过执行图4中描述的操作来控制一个或多个补
偿器和导通时间发生器以控制pfc电源转换器。
92.虽然已经详细描述了本公开的实施例，但是应当理解，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的范围的情况下，可以进行各种修改、替换和变化。在一个这样的变型中，控制信号发生器可以是用于控制固定频率连续传导模式(ccm)功率因子校正电路的占空比发生器，而不是如本文所例示的用于crcm(tcm)控制器的恒定导通时间发生器。在另一种变型中，pfc转换器可以基于桥式整流器而不是无桥式整流器。