基于零电压开关的多路弱耦合宽电压输出DC-DC变换器

switching， zvs)，从而保证系统效率较高。
14.(3)本发明的多路输出电压可以分别由独立的控制变量调节，有效降低了多个输出端口间的交叉耦合效应。
15.(4)本发明使用的电路元件数量少，具有体积小、结构简单、控制简单且成本低的特点。
附图说明
16.图1为n路多路弱耦合宽电压输出dc-dc变换器的拓扑结构图
17.图2为n路多路弱耦合宽电压输出dc-dc变换器的驱动信号图
18.图3为双输出dc-dc变换器的拓扑结构图
19.图4a～4c为一个开关周期内双输出dc-dc变换器的电路模态图
20.图5为双输出dc-dc变换器的主要波形图
21.图6为栅源极电压和电感电流的实验波形图
22.图7为栅源极电压和漏源极电流的实验波形图
23.图8为开关管s2的栅源极电压，漏源极电压和漏源极电流的实验波形图
24.图9为开关管s2导通过程的局部放大图
25.图10为双输出dc-dc变换器实验样机的效率测试曲线
具体实施方式
26.为了更清楚地理解本发明技术内容，结合本发明实施例中的附图对本发明做进一步说明。
27.下面结合附图说明本发明的结构和工作原理。
28.本发明多路弱耦合宽电压输出dc-dc变换器的拓扑结构如图1所示，具体包括直流输入电源v
in
，n路直流负载r1、r2、
…
、rn，n个开关管s1、s2、
…
、sn，n 1 个电感l1、l2、
…
、ln、l
n 1
，n 1个电容c1、c2、
…
、cn、c
n 1
和一个二极管d。其中，n为正整数且n≥2。
29.本发明多输出变换器具体的连接方式为：输入电源v
in
连接电感l1后与开关管s1源极连接，第1输出支路中电容c1与二极管d，电容c2串联后并联在开关管s1源极和地之间，电感l2并联在二极管d和电容c2之间，负载r1与电容c2并联。
30.其余输出支路n中电感l
n 1
与电容c
n 1
及其并联负载rn串联后并联在开关管sn源极和地之间，开关管sn源极与开关管s
n-1
漏极连接，sn漏极与输入电源v
in
共地。
31.如图2所示，所述n路多输出dc-dc变换器在每个开关周期内有n 1个工作模式，存在n个占空比d1、d2、
…
、dn可通过调整相应占空比的大小调节各个支路的输出电压v
o1
、v
o2
、
…
、v
on
。
32.更进一步的，t0时刻，开关s2导通瞬间，其漏源极电流(i
ds2
)的通路由反并联二极管转换为mosfet。因此，不存在反向恢复过程，从而能够实现zvs。另一方面，所述变换器在此运行模式下，s2作为同步整流开关工作。上述两种特性均能降低开关管损耗，有助于提高变换器的效率。
33.如图3所示，以双输出dc-dc变换器为例详细分析本发明提出的变换器的工作原理。为简化分析过程，假设所有元件均为理想器件且电感电流工作在连续导通模式 (ccm)。
图4a～4c为一个开关周期内双输出dc-dc变换器的3个工作模态的电路等效图。图5为主要波形图。
34.工作原理分析：
35.模态1[t0～t1]:t0时刻，开关s1关断，s2导通，二极管d导通。电感l1、l2和l3均释放能量，电感两端的电流i
l1
、i
l2
和i
l3
线性下降。故系统的状态方程为：
[0036][0037]
模态2[t1～t2]:t1时刻，开关s1导通，s2保持导通，二极管d反偏。输入电源v
in
和电容c1分别为电感l1和l2提供能量，电感两端的电流i
l1
和i
l2
线性上升，电感l3为负载提供能量，电感两端的电流i
l3
线性下降。故系统的状态方程为：
[0038][0039]
模态3[t2～t3]:t2时刻，开关s2关断，s1保持导通，二极管d导通。电感l1和l2均处释放能量，电感两端的电流i
l1
和i
l2
线性下降，电感l3存储能量，电感两端的电流i
l3
线性上升。故系统的状态方程为：
[0040][0041]
通过以上分析，由电感的伏秒平衡原理可知：
[0042]vc1
＝v
in
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0043][0044][0045]
其中，m1和m2分别为两个输出支路的电压增益。
[0046]
根据式(5)可知，对于第一输出支路，可以通过调节占空比d1使输出电压v
o1
高于或低于输入电压v
in
，这意味着所述变换器具有较宽的输出电压范围。根据式(6) 可知，对于第二输出支路，输出电压v
o2
低于输入电压v
in
。由于两路输出电压可以分别由两个独立的控制
变量d1和d2调节，因此可以通过简单的控制方案实现良好的交叉调节。
[0047]
进一步的，在上述分析的基础上搭建了双输出dc-dc变换器的实验样机。双输出dc-dc变换器实验样机参数如表1所示。
[0048]
表1双输出dc-dc变换器实验样机参数
[0049]
变量数值/型号输入电压v
in
20v输出电压v
o1
、v
o2
24v、12v频率f20khz功率p50w电容c1、c2、c347μf、100μf、100μf电感l1、l2、l31mh、1mh、470μh开关s1、s2stp75nf75二极管dmbr20200
[0050]
其中，使用tms320f28335型数字信号处理器产生驱动信号，开关管mosfet 的栅源极电压(v
gs
)在-5v和20v之间变化可有效控制其关断和导通。图6为栅源极电压和电感电流的实验波形图；图7为栅源极电压和漏源极电流的实验波形图；图8为开关管s2的栅源极电压，漏源极电压和漏源极电流的实验波形图；图9为开关管s2导通过程的局部放大图。由图9可知，开关管s2的漏源极电压在其导通前降为零，证明实现了zvs操作。
[0051]
图10为双输出dc-dc变换器实验样机的效率测试曲线。根据图10可知，由于实现了zvs，实验样机在整个测试范围的效率高达89％，且最高效率可达91.8％。
[0052]
通过增加输出支路的数目，该双输出dc-dc变换器可以扩展为n路多输出变换器。以上具体分析了双输出dc-dc变换器的工作原理，n路多输出dc-dc变换器的工作原理与双输出dc-dc变换器的工作原理相同。
[0053]
以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明做任何限制，凡是根据发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。