一种高频谐振双向隔离DC/DC变换器的控制方法

一种高频谐振双向隔离dc/dc变换器的控制方法
技术领域
1.本公开涉及电力技术领域，尤其涉及一种高频谐振双向隔离dc/dc变换器的控制方法。


背景技术：

2.双向隔离型dc/dc变换器可以实现储能系统的接入，以及不同直流电压等级的联网，是直流配电网的关键设备。然而，高频谐振的双向隔离dc/dc变换器的关键参数设计困难，导致基于所设计的参数来控制高频谐振的双向隔离dc/dc变换器时，变换器的效率低下。


技术实现要素：

3.有鉴于此，本公开的目的在于提出一种高频谐振双向隔离dc/dc变换器的控制方法。
4.基于上述目的，本公开提供了一种高频谐振双向隔离dc/dc变换器的控制方法，所述高频谐振双向隔离变换器包括：原边全桥单元、谐振网络单元和副边全桥单元，所述谐振网络单元连接至所述原边全桥单元和所述副边全桥单元之间；
5.所述方法包括：
6.获取所述变换器的目标参数，目标参数包括目标输入电压和目标输出电压；
7.基于所述目标参数确定所述谐振网络单元的工作参数、所述原边全桥单元和所述副边全桥单元的开关频率；
8.基于所述工作参数部署所述谐振网络单元，以及基于所述开关频率控制所述原边全桥单元和副边全桥单元的开关，以使所述原边全桥单元实现零电压开关工作，以及所述副边全桥单元实现零电流开关工作。
9.从上面所述可以看出，本公开提供的高频谐振双向隔离dc/dc变换器的控制方法，通过确定满足预设增益要求的工作参数，以使原边全桥单元实现zvs，副边全桥单元实现zcs，能够控制变换器工作在较高开关频率，减小无源器件的体积；从而实现原边全桥单元的高频电压与电流相角差很小，减小无功环流，提高变换器效率。
附图说明
10.为了更清楚地说明本公开或相关技术中的技术方案，下面将对实施例或相关技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
11.图1为根据本公开实施例的高频谐振双向隔离dc/dc变换器的示意性主电路图；
12.图2为根据本公开实施例的高频谐振双向隔离dc/dc变换器的控制方法的示意图；
13.图3为根据本公开实施例的高频谐振双向隔离dc/dc变换器的控制方法的示例性
示意图；
14.图4-图6为根据本公开实施例的控制方法下不同开关频率的电压波形示意图。
具体实施方式
15.为使本公开的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本公开进一步详细说明。
16.需要说明的是，除非另外定义，本公开实施例使用的技术术语或者科学术语应当为本公开所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本公开实施例中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现该词前面的元件或者物件涵盖出现在该词后面列举的元件或者物件及其等同，而不排除其他元件或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。
17.为了提高变换器效率，多采用软开关的方法，基于llc的谐振变换器在单向dc/dc获得了广泛应用，但是，高频谐振的双向隔离dc/dc变换器不能沿用单向变换器的设计方法，关键参数设计困难。这就使得目前的参数设计方法所设计的关键参数不合理，基于该关键参数对高频谐振的双向隔离dc/dc变换器进行控制时，高频谐振的双向隔离dc/dc变换器的效率低下。
18.鉴于此，本公开实施例提供了一种高频谐振双向隔离dc/dc变换器的控制方法，通过高频谐振实现软开关，提高了变换器的效率。
19.参见图1，图1示出了根据本公开实施例的高频谐振双向隔离dc/dc变换器的示意性主电路图。图1中，高频谐振双向隔离dc/dc变换器100，包括：
20.原边全桥单元110，包括第一开关q1、第二开关q2、第三开关q3、第四开关q4和第一电容cin；其中，第一开关q1的第一端连接至输入端正极，第一开关q1的第二端连接至第二开关q2的第一端，第二开关q2的第二端连接至输入端负极；第三开关q3的第一端连接至输入端正极，第三开关q3的第二端连接至第四开关q4的第一端，第四开关q4的第二端连接至输入端负极；第一电容cin的第一端连接输入端正极，第一电容cin的第二端连接输入端负极；
21.谐振网络单元120，连接至所述原边全桥单元110，包括第二电容cl、第一电感ll、变压器t1、第二电感l2、第三电感lm和第三电容c2；其中，第二电容cl的第一端连接至所述原边全桥单元110的第一端(即第一开关q1的第二端与第二开关的第一端之间，记为点a)，第二电容cl的第二端连接至第一电感ll的第一端；第一电感ll的第二端连接至变压器t1的原边侧线圈的第一端，变压器t1的原边侧线圈的第二端连接至所述原边全桥单元110的第二端(即第三开关q3的第二端和第四开关q4的第一端之间，记为点b)；第三电感lm的第一端连接至变压器t1的原边侧线圈的第一端，第三电感lm的第二端连接至变压器t1的原边侧线圈的第二端；变压器t1的副边侧线圈的第一端连接至第二电感l2的第一端，第二电感l2的第二端连接至第三电容c2的第一端，第三电容c2的第二端连接至副边全桥单元130的第一输入端，变压器t1的副边侧线圈的第二端连接至副边全桥单元130的第二输入端；
22.副边全桥单元130，连接至所述谐振网络单元120，包括：第五开关q5、第六开关q6、
第七开关q7、第八开关q8和第四电容c0；其中，第五开关q5的第一端连接至输出端正极，第五开关q5的第二端连接至第六开关q6的第一端，第六开关q6的第二端连接至输出端负极；第七开关q7的第一端连接至输出端正极，第七开关q7的第二端连接至第八开关q8的第一端，第八开关q8的第二端连接至输出端负极；第四电容co的第一端连接至输出端正极，第四电容co的第二端连接至输出端负极。
23.其中，第一电感l1、第二电感l2可以分别是变压器t1原边线圈和副边线圈的漏感，第三电感lm可以是变压器t1的励磁电感。第二电容c1、第三电容c2可以是原边谐振电容、副边谐振电容。
24.根据本公开实施例，高频谐振双向隔离dc/dc变换器的控制方法可以包括：
25.获取所述变换器的目标参数，目标参数包括目标输入电压和目标输出电压；
26.基于所述目标参数确定所述谐振网络单元的工作参数、所述原边全桥单元和所述副边全桥单元的开关频率；
27.基于所述工作参数部署所述谐振网络单元，以及基于所述开关频率控制所述原边全桥单元和副边全桥单元的开关，以使所述原边全桥单元实现零电压开关工作，以及所述副边全桥单元实现零电流开关工作。
28.参见图1和图2，图2示出了根据本公开实施例的高频谐振双向隔离dc/dc变换器的控制方法的示意图。图2中，该方法200包括：
29.步骤s210，获取所述变换器的目标参数，目标参数包括目标输入电压和目标输出电压；
30.步骤s220，基于所述目标参数确定所述谐振网络单元的工作参数、所述原边全桥单元和所述副边全桥单元的开关频率；
31.步骤s230，基于所述工作参数部署所述谐振网络单元，以及基于所述开关频率控制所述原边全桥单元和副边全桥单元的开关，以使所述原边全桥单元实现零电压开关工作，以及所述副边全桥单元实现零电流开关工作。
32.在一些实施例中，在步骤s220，所述基于所述目标参数确定所述谐振网络单元的工作参数、所述原边全桥单元和所述副边全桥单元的开关频率，包括：
33.基于所述目标参数计算所述变压器的谐振电感比和开关频率；
34.基于所述谐振电压比判断所述变压器的充电电压增益和放电电压增益是否符合预设电压增益要求；
35.如果所述变压器的充电电压增益和放电电压增益是否满足所述预设增益要求，根据所述谐振电感比确定所述工作参数，所述工作参数包括原边漏感、副边漏感、输入电容和输出电容。
36.其中，预设电压增益要求是指基于目标输入电压实现变换器100在充电过程和放电过程中的目标输出电压。
37.具体来说，参见图3，图3示出了根据本公开实施例的高频谐振双向隔离dc/dc变换器的控制方法的示例性示意图。如图1和图3所示，可以根据图1中高频谐振双向隔离dc/dc变换器100的输入端电压vin、输出端电压vo及目标功率，来确定变压器t1变比(线圈匝数比)n、开关频率fw的范围、谐振频率fr以及开关管死区td的时间。开关频率fw可以根据目标功率的功率密度预先给定，谐振频率fr可以根据目标参数预先给定。其中，
38.变压器t1的线圈匝数比n＝v
in
/v
o_nom
，
ꢀꢀꢀ
(1)
39.其中，vin为为变换器100的输入电压，vo_nom为变换器100稳态下输出端输出的直流电压值。
40.谐振频率
41.其中，c1为原边谐振电容，l1为原边漏感。为了使得原边全桥单元110实现零电压开关(zvs)，以提高变换器100的工作效率，励磁电感lm，谐振网络单元120需要在死区时间td内完成原边全桥单元110中开关的输出电容coss充电和放电过程。
42.根据变换器原副边电流有效值和开关管死区时间之间的关系，可以确定死区时间td，例如，
43.变换器原边电流有效值
44.变换器副边电流有效值
45.其中，vo为变换器的输出电压，vin为变换器的输入电压，ro为变换器的负载，vo_nom为稳态下变换器的的输出电压，t为开关周期、td为死区时间、coss为所述原边全桥单元的输出电容的输出电容。
46.在一些实施例中，变换器的输出电压vo可以是一个电压范围，例如30-50v。在一些实施例中，稳态下变换器的的输出电压vo_nom可以是标称电压，例如40v。根据上述换器原边电流有效值i
rmsp
、变换器副边电流有效值i
rmss
的公式可以计算出死区时间td的范围，从中可以确定死区时间td的值。例如，可以取最小死区时间或最大死区时间。
47.在一些实施例中，变换器原边电流有效值i
rmsp
、变换器副边电流有效值i
rmss
可以基于开关频率、变换器的输出电压vo、变换器的输入电压vin和变压器的变比n，根据变换器的充放电过程中各个开关的工作过程(例如导通、关断等)计算得到，其属于本领域的常规计算，具体计算过程在此不再赘述。
48.那么，据此可以确定励磁电感lm包括：
49.lm≤t
·
td/16c
oss
ꢀꢀꢀ
(3)
50.其中，t为开关周期，td为死区时间，coss为原边全桥单元110的输出电容。在一些实施例中，t为开关频率的倒数。
51.根据变压器100的目标电压增益，选定谐振电感比ln。其中，
52.谐振电感ln＝lm/l1ꢀꢀꢀ
(4)
53.其中，公式(4)中谐振电感比ln和lm都确定时，即可由该公式计算原边漏感l1。变换器100的最大电压增益取决于谐振电感比ln。对于较高的电压增益，ln应较小，反之亦然。对于非常小的ln，谐振电感非常高，导致更大的电感尺寸。而对于非常大的ln，变换器100的
电压增益可能无法满足目标设计要求。
54.可以基于当前所确定的参数判断变换器100是否能够满足全工作范围的电压增益要求。若满足全范围电压增益要求，则继续进行后续的其他参数计算；若无法满足全范围电压增益要求则返回重新进行参数计算。
55.在变压器t1的变比n、励磁电感lm及谐振电感比ln满足系统电压增益要求的前提下，确定原边漏感l1，包括：
56.l1＝lm/lnꢀꢀꢀ
(5)
57.根据电压增益斜率要求选定合适的电容比cn，一般电压增益随cn单调递减。根据公式(6)和公式(7)，可以确定谐振电容c1、c2大小：
[0058][0059][0060]
其中，在根据公式(6)确定c1后，则在电容比cn选定的前提下，可以根据公式(7)计算c2。由于电容比cn对电压增益的影响是线性的，通过选取合适的电容比进一步验证是否满足变换器电池充电和放电全范围电压增益。如不满足要求进一步返回第五步从新进行选取，如满足要求则参数选取结束。
[0061]
参见图3-图5，图3-图5示出了根据本公开实施例的控制方法下不同开关频率的电压波形示意图。结合图1，输入端的输入直流电压为400vdc，输出端的输出直流电压250v-450vdc，根据本公开实施例的控制方法，确定关键参数谐振电感l1为20uh，l2为20uh，励磁电感为100uh，变比n为12：10，谐振电容c1为125nf，c2为200nf，谐振频率为100khz。开关频率fw大于谐振频率fr时的电压波形如图3所示，开关频率fw等于谐振频率fr时的电压波形如图4所示，开关频率fw小于谐振频率fr时的电压波形如图5所示。
[0062]
可见，基于本公开实施例的方法，无论开关频率fw是大于或等于谐振频率fr，还是开关频率fw小于谐振频率fr，原边全桥单元120均工作在zvs(零电压开关)软开关，副边全桥单元130均工作在zcs(零电流开关)软开关，实现双向隔离dc/dc变换器的高频和高效。
[0063]
所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子；在本公开的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本公开实施例的不同方面的许多其它变化，为了简明它们没有在细节中提供。
[0064]
另外，为简化说明和讨论，并且为了不会使本公开实施例难以理解，在所提供的附图中可以示出或可以不示出与集成电路(ic)芯片和其它部件的公知的电源/接地连接。此外，可以以框图的形式示出装置，以便避免使本公开实施例难以理解，并且这也考虑了以下事实，即关于这些框图装置的实施方式的细节是高度取决于将要实施本公开实施例的平台的(即，这些细节应当完全处于本领域技术人员的理解范围内)。在阐述了具体细节(例如，电路)以描述本公开的示例性实施例的情况下，对本领域技术人员来说显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下或者这些具体细节有变化的情况下实施本公开实施例。因此，这些描述应被认为是说明性的而不是限制性的。
[0065]
本公开实施例旨在涵盖落入所附权利要求的宽泛范围之内的所有这样的替换、修改和变型。因此，凡在本公开实施例的精神和原则之内，所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。