一种结构新颖的硅基毫米波差分反射型移相器

1.本发明属于毫米波集成电路技术领域，尤其涉及一种结构新颖的硅基毫米波差分反射型移相器。


背景技术：

2.随着无线通信和集成电路技术的发展，毫米波通信系统可以实现高数据速率，以满足日益增长海量信息传输的需求。但毫米波传输过程中的衰减导致信噪比下降，相控阵技术是提高毫米波通信系统信噪比最有效的方法之一，大量运用相控阵的系统包括汽车驾驶辅助系统、卫星通信、智能家居系统等。移相器是相控阵系统中通过改变各通道的相位来控制波束的关键部件，无论是发射通道还是接收通道都广泛运用移相器电路。
3.作为相位控制电路，移相器为了实现信号相位的控制，需要其具有较高的移相精度、较宽的移相范围、较小的增益误差来对波束进行精确的控制。因此，移相器的技术指标有移相范围、移相精度、增益误差、功耗等指标。总体来说，移相器的发展趋势是向着超宽带、低功耗、小尺寸、高性能的方向发展。
4.目前常用的移相器结构根据是否有能量损耗可以分成无源和有源两种。有源移相器主要是采用矢量合成结构；无源移相器主要包括反射型结构和开关型结构，反射型通过改变负载网络的阻抗来改变相位，开关型通过控制不同移相单元的导通或关断来改变相位。其中反射型移相器优点在于无直流功耗、高线性度、结构简单，且随着频率提高，电路中的电感等无源器件的面积减小，其本身存在的面积和成本问题也获得较大的缓解。
5.反射型移相器的移相范围主要由反射负载的调谐范围所决定。现有的反射负载结构包括容性负载结构、lc负载结构和clc负载结构等。其中容性负载结构面积小，但移相范围较小；lc负载结构和clc负载结构一般受限于可变电容的调谐范围，通常小于360
°
。另外，反射型移相器呈现出窄带特性，因为其反射负载是基于单个频点的调谐网络，只在中心频点处有较好的性能，很难实现360
°
、宽带、高精度、低增益误差的移相。


技术实现要素：

6.本发明目的在于提供一种结构新颖的硅基毫米波差分反射型移相器,能够实现360
°
、宽带、高精度、低增益误差的移相功能。
7.为解决上述技术问题，本发明的具体技术方案如下：
8.本发明的一种结构新颖的硅基毫米波差分反射型移相器，包括输入匹配电路、第一90
°
反射型移相电路、第二90
°
反射型移相电路、180
°
移相电路和输出匹配电路，并且依次级联，四个电路均采用差分结构；移相器共有7bit数控信号vc1～vc7，数控信号可控制移相器工作在不同的移相状态，其中6bit数控信号vc1～vc6用于控制反射型移相电路的移相，1bit数控信号vc7用于控制180
°
移相电路的移相。
9.进一步的，所述的输入匹配电路包括一个电容和一个电感，由lc网络组成，并联电容、串联电感，输入匹配电路的输入端分别连接电容和电感，电容的另一端接地，电感的另
一端为输入匹配电路的输出端，输入匹配电路用于将输入标准50欧姆阻抗匹配到差分3db正交耦合器的特征阻抗。
10.进一步的，第一90
°
反射型移相电路和第二90
°
反射型移相电路结构完全相同的，数控信号也相同；第一90
°
反射型移相电路包括第一差分3db正交耦合器、以及与其相连接的第一反射负载网络；第二90
°
反射型移相电路包括第二差分3db正交耦合器、以及与其相连接的第二反射负载网络；
11.第一差分3db正交耦合器和第二差分3db正交耦合器均是基于变压器的差分耦合器，均包括直通端thr
±
、耦合端cou
±
、输入端in
±
和隔离端out
±
；第一反射负载网络和第二反射负载网络结构相同；
12.第一差分3db正交耦合器输入端in
±
和隔离端out
±
分别连接输入匹配电路的电感和第二3db正交耦合器的输入端in
±
，第二差分3db正交耦合器的隔离端out
±
连接180
°
移相电路。
13.进一步的，所述反射负载网络包括电感和6bit数控开关电容阵列，电感和数控开关电容阵列构成串联谐振网络，所述数控开关电容阵列包括6个并联的单元，每个单元结构相同，均包括一个电容和一个mos开关管，电容的一端连接电感，另一端连接开关管m1～m6的漏极，开关管m1～m6的源极接地；每个单元结构中的电容大小互不相同，每个单元结构中的开管尺寸互不相同。
14.进一步的，电感与差分3db正交耦合器的直通端thr
±
或耦合端cou
±
相连，6bit数控信号分别加在6个mos管的栅极控制其导通和关断；
15.进一步的，所述差分3db正交耦合器是基于变压器的差分耦合器，包括直通端thr
±
、耦合端cou
±
、输入端in
±
和隔离端out
±
，通过顶层金属和次顶层金属线圈宽边耦合实现。线圈的长度主要由内径和间距来决定，并且影响耦合器的工作频率，线宽决定了两层金属之间的耦合系数。基于变压器的耦合器利用电感和电容耦合来建立直通端thr
±
和耦合端cou
±
之间的正交相位关系。当频率增加，直通端thr
±
振幅减小，呈现低通响应；耦合端cou
±
振幅增加，呈现高通响应。在中心频率处匹配，直通端thr
±
和耦合端cou
±
振幅相同且相位差为90
°
。信号从差分3db正交耦合器的输入端in
±
输入，从隔离端out
±
输出。
16.进一步的，所述180
°
移相电路包括两对开关管，一对开关管包括开关管m7和m8，另一对开关管包括开关管m9和m10；开关管m7和m8的源极连接在一起，m9和m10的源极连接在一起，m7和m9的漏极连接在一起，m8和m10的漏极连接在一起，每个开关管栅极均连有补偿电阻r，1bit数控信号vc7通过补偿电阻r分别连接开关管m7和m10的栅极，所述1bit数控信号vc7经过反相器，再传串联补偿电阻r后，连接到开关管m8和m9的栅极。开关管源极连接第二个差分3db正交耦合器的隔离端out
±
，即第二90
°
反射型移相电路的输出端，两对开关管的漏极分别连接在输出匹配电路的输入端。1bit数控信号vc7配合反相器控制四个晶体管的开关状态，mos管工作在线性区或截止区，可以实现0
°
和180
°
两种移相状态。
17.进一步的是，所述输出匹配电路是一个变压器，用于将反相电路的输出阻抗匹配到输出端的标准50欧姆阻抗。
18.进一步的，所有电感均采用螺旋电感实现。
19.进一步的，所述的输出匹配变压器采用八边形螺旋宽边叠层结构实现。
20.本发明的一种结构新颖的硅基毫米波差分反射型移相器，具有以下优点：
21.第一，本发明采用两级90
°
反射型移相电路分别实现90
°
范围移相和180
°
移相电路实现180
°
移相，可以确保移相器能够实现360
°
的移相范围，并且具有更加宽带的性能和较高的移相精度。
22.第二，本发明在mos开关管栅极增设补偿电阻，可以降低损耗以及插损的波动。
23.第三，本发明通过增加数控开关电容阵列的位数，提供冗余的移相状态来提高移相精度。
附图说明
24.图1是现有的反射型移相器的电路结构示意图；
25.图2是本发明一种结构新颖的硅基毫米波差分反射型移相器的电路结构示意图；
26.图3是本发明差分3db正交耦合器的版图；
27.图4是本发明lc反射负载的电路结构示意图；
28.图5是180
°
移相器电路结构示意图；
29.图6是19.5～23.5ghz移相器经挑选后的32种相位仿真曲线示意图；
30.图7是19.5～23.5ghz移相器的rms相位误差仿真曲线示意图；
31.图8是19.5～23.5ghz移相器的rms增益误差仿真曲线示意图。
具体实施方式
32.为了更好地了解本发明的目的、结构及功能，下面结合附图，对本发明一种结构新颖的硅基毫米波差分反射型移相器做进一步详细的描述。
33.如图1所示是现有的反射型移相器的电路结构示意图，本发明实施例提供了一种工作频段为19.5～23.5ghz的数控移相器电路，该电路实现了360
°
移相，移相精度11.25
°
。
34.图2为本发明实施例提供的一种数控移相器的整体电路架构图，采用了两级反射型移相电路和180
°
移相电路级联的结构。
35.本实施例采取的反射型移相电路如图2所示，差分信号经过输入匹配电路后，进入第一90
°
反射型移相电路，首先输入到第一差分3db正交耦合器，耦合器的直通端thr
±
和耦合端cou
±
采用了lc串联型负载网络，负载阻抗变化改变反射信号的相位，从而实现输出信号相位的变化，差分3db正交耦合器的隔离端out
±
为差分信号输出端口；差分信号依次再经过一个相同的反射型移相电路，第一90
°
反射型移相电路，两个反射型移相电路分别都能实现90
°
范围的移相，经过两个反射型移相电路后能实现180
°
范围的移相。
36.本实施例采取的差分3db正交耦合器如图3所示，差分3db正交耦合器是一个基于变压器的差分耦合器，四个端口均为差分形式，通过顶层金属和次顶层金属线圈宽边耦合来实现。线圈的长度主要由内径和间距来决定，并且影响耦合器的工作频率，线宽决定了两层金属之间的耦合系数。基于变压器的耦合器利用电感和电容耦合来建立直通端thr
±
和耦合端cou
±
之间的正交相位关系。当频率增加，直通端thr
±
振幅减小，呈现低通响应；耦合端cou
±
振幅增加，呈现高通响应。在中心频率处匹配，直通端thr
±
和耦合端cou
±
振幅相同且相位差为90
°
。信号从差分3db正交耦合器的输入端in
±
输入，从隔离端out
±
输出。
37.本实施例采取的反射负载电路如图4所示，信号从输入端进入，经过一个电感l，再进入数控开关电容阵列，该电容阵列共有6个单元并联组成，每个单元由不同大小的电容ci
和不同尺寸的开关管mi构成，开关管mi由数控信号vci一一控制，其中，i＝1,2,3
…
6；当vci数控信号为高电平时，开关管mi导通，所在支路的电容ci发挥作用；当vci数控信号为低电平时，开关管mi截止，所在支路断开。此外，每个开关管栅极增设高阻r，降低损耗，并且减小插损的波动。
38.本实施例采取的180
°
移相电路如图5所示，开关管m7和m8的源极连接在一起，m9和m10的源极连接在一起，m7和m9的漏极连接在一起，m8和m10的漏极连接在一起，每个晶体管栅极均连有补偿电阻r。m7和m10、m8和m9互为差分对管，m7和m10栅极控制电压为vc7、m8和m9栅极控制电压为/vc7。当vc7为高电平时，m7、m10导通，晶体管等效为小电阻，其所在支路呈现低阻状态，此时/vc7为低电平，m8、m9截止，晶体管等效为大电容，其所在支路呈现高阻状态。此时，射频信号从输入端口in 流入后将流经m7所在支路到达电路输出端out ，射频信号从输入端口in-流入后将流经m10支路到达电路输出端out-，输出状态定义为0
°
。当vc7为低电平时，m7、m10截止，晶体管等效为大电容，其所在支路呈现高阻状态，此时/vc7为高电平，m8、m9导通，晶体管等效为小电阻，其所在支路呈现低阻状态。此时，射频信号从输入端口in 流入后将流经m8所在支路到达电路输出端out ，射频信号从输入端口in-流入后将流经m9支路到达电路输出端out-，输出状态定义为180
°
。两种状态下，电路对射频信号均不产生大额衰减，只存在少量损耗。差分信号经过反相电路后，再经过变压器完成阻抗匹配，最后输出。
39.为论证本实施例有效，现将19.5～23.5ghz移相器的仿真结果汇总如下。
40.如图6所示，为本实施例在19.5～23.5ghz移相器选取合适的32种移相状态的相位仿真曲线示意图，覆盖360
°
的移相范围，步进11.25
°
。
41.如图7所示，为本实施例移相器rms相位误差的仿真曲线，中心频率21.5ghz处rms相位误差为2.67
°
，19.5～23.5ghz内最大rms相位误差为3.81
°
。
42.如图8所示，为本实施例移相器rms增益误差的仿真曲线，中心频率21.5ghz处rms增益误差为0.47db，19.5～23.5ghz内最大rms增益误差为0.63db。
43.综上所述，本发明的一种结构新颖的硅基毫米波差分反射型移相器，能够具有以下技术效果：
44.第一，本发明使用的两级反射型移相电路和180
°
移相电路级联结构，可以确保移相器能够实现360
°
的移相范围；
45.第二，本发明在mos开关管栅极增设补偿电阻，可以降低损耗以及插损的波动。
46.第三，本发明增加数控开关电容阵列的位数，可以提供冗余的移相状态来提高移相精度。
47.可以理解，本发明是通过一些实施例进行描述的，本领域技术人员知悉的，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对这些特征和实施例进行各种改变或等效替换。另外，在本发明的教导下，可以对这些特征和实施例进行修改以适应具体的情况及材料而不会脱离本发明的精神和范围。因此，本发明不受此处所公开的具体实施例的限制，所有落入本技术的权利要求范围内的实施例都属于本发明所保护的范围内。