双向AC/DC变换器全范围软开关的控制电路及方法

双向ac/dc变换器全范围软开关的控制电路及方法
技术领域
1.本发明属于电能变换领域，具体涉及一种双向ac/dc变换器实现全范围软开关的控制方法。


背景技术：

2.混合交直流微网是一种集新能源和分布式储能为一体的典型分布式电网结构，双向ac/dc变换器作为构建微网和连接各级分布式储能系统的核心单元，必须具备以下几个特点：
3.(1)能量双向流动；
4.(2)易于匹配不同直流电压；
5.(3)基于性能、安全考虑的高频电气隔离。
6.除了微网的应用，v2g(vehicle-to-grid)系统中双向ac/dc变换器也承担了核心的位置。由于大多数电动汽车90％的时间不处于行驶状态，车辆蓄电池可以作为一个单独的分布式储能装置，和电网之间可以进行能量的互相传输。
7.该类变换器的转换效率、运行特性、装置成本以及响应速度等性能指标的优劣将会直接影响微网和分布式储能系统的性能和推广。随着新能源产业快速发展，对双向隔离ac/dc变换的效率、功率密度、可靠性、成本和功率处理能力等方面不断提出更高的新要求。
8.目前双向ac/dc变换器通常采用两级式结构，具有控制独立简单，结构容易实现等优势，在工业得到了广泛的应用，是目前双向汽车充电器使用最多的拓扑之一。通过前后级相应的组合可以得到不同的两级式方案，后级dc/dc电路还有反激、正激、串联谐振、llc等结构方案，都具有各自的特点。
9.两级式变换系统，虽然前后两级控制相对独立、设计简单，但是由于其传递能量需要经过两级变换，总体效率低、功率器件数量多、成本高、体积大等诸多缺点。此外，通常需要用大容量的电容器来支撑中间直流母线电压，实现前后级功率去耦合，为了降低成本和节约体积，通常采用价格低廉、能量密度大的铝电解电容，但电解电容的引入无疑会降低变换系统可靠性与寿命。由于两级式变换器存在的许多缺点，单级式双向ac/dc变换器近年来得到了广泛学者深入的研究。
10.在单级式双有源桥型ac/dc变换器的调制策略中，最常使用的方式为移相调制，仅需调节直流和交流侧桥臂输出电压的超前滞后关系，即可实现能量的双向流动。移相调制策略主要分为：单移相调制，扩展移相调制，双移相调制和三移相调制。
11.单移相调制策略中，交流侧和直流侧的桥臂之间存在一个移相角，该移相角的大小决定了功率传输的大小，该移相角的超前滞后关系决定了功率传输的方向。但是在该调制方式中，由于控制变量少，自由度较低，所以整体控制效果较差，存在功率回流大、环流损耗大的缺陷。
12.扩展移相调制策略中，除了原副边的移相角外，在一侧全桥桥臂还有内部的移相角，内移相侧的桥臂输出电压由两电平变为三电平形式。功率传输大小与方向和单移相类
似，也由两个移相角决定。扩展移相调制与单移相调制相比，具有更多的自由度和更灵活的控制，产生了更多拓宽软开关范围和降低电流应力的控制方法，但是依旧无法实现全范围的软开关。
13.双移相调制中，除了交流侧和直流侧桥臂间的外移相角外，在两侧全桥桥臂内部都加入了相同的内移相角，两侧h桥输出电压都为相同占空比的三电平电压。相比于扩展移相调制策略，其电平形式更多，能更好的限制回流功率，提升了控制灵活性，但同时控制复杂度也略有提升，且依旧无法实现全范围的软开关。
14.三移相调制除了原副边移相角外，在两边全桥内部加入了不同角度的移相角，两个h桥输出不同占空比的三电平电压。三移相有3个控制自由度，控制效果相对较优，但控制复杂度较高。


技术实现要素：

15.针对上述问题，本发明提供了一种双有源桥型双向ac/dc变换器实现全范围软开关的控制方法，实现了双有源桥型双向ac/dc变换器中开关管在全输入范围内的软开关切换，降低开关损耗，获取更高的变换器效率。
16.为了实现上述目的，本发明主要采用以下技术方案：
17.双向ac/dc变换器全范围软开关的控制电路，包括交流侧电路、变压器和直流侧电路，交流侧电路连接在变压器的原边上，直流侧电路连接在变压器的副边上，所述交流侧电路包括半桥电路，交流电压通过一滤波电感连接在所述半桥电路的两端，所述半桥电路经过一电感与变压器原边连接，所述直流侧电路包括全桥电路，所述全桥电路经过一滤波电容与直流电压连接，还包括控制单元，所述控制单元包括软件计算模块、第一pwm波产生模块和第二pwm波产生模块，所述软件计算模块计算开关管的移相角和开关频率，第一pwm波产生模块根据开关频率和交流侧复位电流来产生驱动半桥电路中开关的驱动信号，第二pwm波产生模块根据开关管的移相角和直流侧复位电流来产生驱动全桥电路中开关的驱动信号。
18.在一些实施例中，所述半桥电路包括第一双向开关和第二双向开关，第一双向开关和第二双向开关串联，第一双向开关和第二双向开关分别包括两个反向串联的单向开关。
19.在一些实施例中，所述全桥电路的桥臂中点与所述变压器的副边绕组并联。
20.本发明还提供双向ac/dc变换器全范围软开关的控制方法，包括如下步骤，
21.步骤s10采样双向ac/dc变换器中电感电流i
lf
，并设置交流侧复位电流ib和直流侧复位电流i
up
，所述电感电流i
lf
下降至所述交流侧复位电流ib时，交流侧开关进入下一个开关周期，所述电感电流i
lf
上升至直流侧复位电流i
up
时，触发直流侧开关进入下一个开关周期。
22.步骤s11根据如下公式计算开关频率：
23.其中
24.a＝64i
b2
l
f2
25.b＝(64i
ref
sin(ωt)lfnv
dc-16ib·
lf·vac
)
·
26.c＝v
ac2-4n
2vdc2
27.ib交流侧复位电流，lf为电感lf电感值，i
ref
交流侧输入电流参考值，ω交流输入电的角频率，n为变压器变比，v
dc
、v
ac
为直流侧和交流侧电压值；
28.步骤s12根据如下公式计算移相占空比，
[0029][0030]
ib交流侧复位电流，f开关频率，lf为电感lf电感值，k电压传输比，i
ref
交流侧输入电流参考值，ω交流输入电的角频率，n为变压器变比，v
dc
、v
ac
为直流侧和交流侧电压值；
[0031]
步骤s13根据所述开关周期、所述开关频率和所述移相占空比生成双向ac/dc变换器中开关器件的驱动信号。
[0032]
本发明提供的一种双向ac/dc变换器实现全范围软开关的控制方法，调节开关频率和原副边移相角关系，控制传输能量与传输方向，所有开关管零电压开通，实现了双向ac/dc变换器中开关管在全输入范围内的软开关切换，降低开关损耗，获取更高的变换器效率。
附图说明
[0033]
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面所描述的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的技术人员来讲，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0034]
图1为一种双向ac/dc变换器的电路结构示意图及控制原理图。
[0035]
图2为临界电流模式电流波形图。
[0036]
图3为本发明开关时序图。
[0037]
图4为本发明实现全范围软开关的控制方法流程图。
[0038]
图5为移相占空比和频率在一个周期内的变化趋势波形图。
[0039]
图6为从正向和反向分别对交流侧输入电流、输入电压、移相占空比和频率的仿真波形。
[0040]
图7示出了直流侧电压v
dc
、交流侧电压v
ac
和电流i
ac
、电感电流i
lf
的实验波形。
[0041]
图8交流侧和直流侧软开关波形。
[0042]
图9给出了并网模式下的运行图，以及整流/逆变切换运行图。
[0043]
附图标记说明：
[0044]
10-交流侧电路，11-半桥电路；
[0045]
20-直流侧电路20，21-全桥电路；
[0046]
30-控制单元，311-采样电路，32-软件计算模块，33-第一pwm波产生模块，34-第二pwm波产生模块。
具体实施方式
[0047]
下面将结合本发明实施例的附图，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明
的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0048]
图1所示为一种双向ac/dc变换器，包括交流侧电路10、变压器t和直流侧电路20，交流侧电路10连接在变压器t的原边上，直流侧电路20连接在变压器t的副边上，在交流侧电路10中，交流电压v
ac
通过一滤波电感l
ac
连接在半桥电路11的两端，半桥电路11经过一电感lf与变压器t原边连接，在直流侧电路20中，全桥电路21经过一滤波电容cdc与直流电压vdc连接。半桥电路11包括双向开关111和双向开关112，双向开关111和双向开关112串联，双向开关111和双向开关112分别包括两个反向串联的单向开关。全桥电路21包括4个开关。全桥电路21的桥臂中点与所述变压器t的副边绕组并联。
[0049]
硬件复位模块31采样双向ac/dc变换器中电感电流i
lf
，并设置交流侧复位电流ib和直流侧复位电流i
up
，所述电感电流i
lf
下降至所述交流侧复位电流ib时，交流侧开关进入下一个开关周期，所述电感电流i
lf
上升至直流侧复位电流i
up
时，触发直流侧开关进入下一个开关周期。
[0050]
由于其交流侧为半桥电路，直流侧为全桥电路，其电感电流i
lf
表达式为：
[0051][0052]
其中i
lf
为电感电流，v
ac
、v
dc
分别为交流侧和直流侧的电压，lf为移相串联电感。
[0053]
定义移相占空比：其中φ为移相角(弧度)。
[0054]
定义：其中ts为开关周期，参考图3，t0＝0，t3＝dt
hs
，t6＝t
hs
，t9＝(1 d)t
hs
，t
12
＝2t
hs
。
[0055]
由于电感电流对称性，t0时刻和t6时刻电流相反，t3时刻和t9时刻电流相反，则求出：
[0056]
[0057]
其中k为v
ac
/nv
dc
，为电压传输比，f为系统开关频率。
[0058]
则交流电流平均值可以表示为：
[0059][0060]
实现软开关需要的条件为电感电流反向流通，给开关管创造放电的条件，则：
[0061][0062]
其中i
s0
和i
s3
分别为交流侧与直流侧实现软开关需要的最小充放电电流。
[0063]
本发明在无法实现软开关的区间内，将t0时刻的电流设置为一个“负”的复位值ib，则交流侧所有开关管都满足式(4)的软开关条件。根据电流表达式(1)推导，t3时刻电流值为“正”值，经验算后i
lf(t3)
必定大于i
s3
，则直流侧所有开关管也满足式(4)的软开关条件。
[0064]
设t0时刻电流复位值为-ib：
[0065][0066]
考虑到交流电流为正弦，即需要满足：
[0067][0068]
先由式5推导出移相比d关于频率f的表达式：
[0069][0070]
将式7代入交流电流表达式6消除移相比d，则可以得到：
[0071][0072]
解出f与sin(wt)的关系。将式8化简后，f关于sin(wt)方程可以表示为：
[0073]
64i
b2
l
f2
·
f2 (64i
ref
sin(ωt)lfnv
dc-16ibl
fvac
)
·
f v
ac2-4n
2vdc2
＝0
ꢀꢀꢀ
(9)
[0074]
解方程，得：
[0075][0076]
其中
[0077][0078]
将式10中f反代入式7，则可以得到结合移相与调频控制的一种能实现全输入电压范围软开关的临界电流模式调制策略，并在软件计算模块32中实现。第一pwm波产生模块33生成交流侧电路10中开关驱动信号pwm1，第二pwm波产生模块34生成直流侧电路20中开关驱动信号pwm2。
[0079]
其电流控制效果如图2所示，其中i
mos
为交流侧开关管电流之和，交流侧复位电流iup
为上包络线，直流侧复位电流ib为下包络线，经验算都满足其软开关条件。反向工作时的推导类似，不再列出。传统移相调制只调节原副边外移相角，无法同时满足此改进型临界电流模式以及交流正弦电流的需求，则此时增加新的控制量f即开关频率，提高开关频率即为减少电流积分时间，可以起到调节增益的作用。将移相和调频相结合，则可以实现此完整调制。
[0080]
图2(a)直流侧复位电流i
up
，为变化的，交流侧复位电流ib为恒定的，图2(b)直流侧复位电流i
up
，为变化的，交流侧复位电流ib也为变化的，复位电流不再为一个恒定值，而是根据相位而改变的值，输入电压较低时，需要给开关管结电容充放电的电流也较低。
[0081]
通过将复位电流在某些相位下减小，在保证软开关的同时，可以有效减少总电感电流的有效值，减少环流损耗。同时也可以减少开关管关断时刻的电流，减少开关管关断损耗，从而获得效率的进一步提升。
[0082]
控制方式的实现采用软件计算的方式，根据式11，通过各个采样值计算频率和移相占空比，在dsp的pwm中的中断中实现频率和移相占空比的计算。
[0083]
本发明可以采用microchip公司开发的dsp如dspic33fj16gs504，该芯片系列是为电源应用背景而设计的dsp，完成本发明的软件计算功能。
[0084]
按交流电压vac正负分为正负半周期，图3(a)为正半周期的典型波形图，图3(b)为负半周期的典型波形图。以正半周期为例说明单移相临界电流模式单级式ac/dc变换器工作情况，负半周期情况对称。正半周期内，整个开关周期可以分为7个阶段，相应的等效图如图3(a)所示。s3、s4常通起同步整流作用。
[0085]
模态1[t0-t1]，此时交流侧开关管s1导通，直流侧开关管s6、s7导通，能量由交流侧传递至直流侧，电感两侧电压为vac/2 nvdc。
[0086]
电感电流线性增加，其表达式为：
[0087][0088]
模态2[t1-t2]，此时直流侧开关管s6、s7关断，进入死区时间。此时如果电感电流方向如图所示，则电感电流对s6、s7的结电容进行充电至电压vdc，对s5、s8的结电容进行放电至0，而如果电感电流为反向或者0，则无法进行对结电容的充放电，软开关条件会丧失。
[0089]
模态3[t2-t3]，在死区时间内，此时s5、s8的体二极管自然导通，电感电流回路通过s5、s8的体二极管，为零电压开通创造条件。
[0090]
模态4[t3-t4]，此时交流侧开关管依旧是s1导通，直流侧开关管s5、s8零电压开通，能量由交流侧传递至直流侧，电感两侧电压为vac/2-nvdc。
[0091]
电感电流线性减小，其表达式为：
[0092][0093]
由于死区时间较短，可以近似认为i
lf
(t1)＝i
lf
(t3)。
[0094]
模态5[t4-t5]，此时交流侧开关管s1关断，进入交流侧死区时间。此时如果电感电流方向如图所示，则电感电流对s1的结电容进行充电至电压vac，对s2的结电容进行放电至0，而如果电感电流为反向或者0，则无法进行对结电容的充放电，软开关条件会丧失。
[0095]
模态6[t5-t6]，在死区时间内，此时s2的体二极管自然导通，电感电流回路通过s2的体二极管，为零电压开通创造条件。
[0096]
模态7[t6-]，开关管s2零电压开通，进入对称的下半周，下半周模态原理与上半周相似，不再赘述。
[0097]
于传统移相调制无法实现全全压范围内的开关管的零电压开通(zvs)，所以变换器效率受到限制。本发明通过结合调节移相角和调频，将交流侧所有开关管开通时刻的电流设为复位值，创造了所有开关管零电压开通的条件，直流侧开关管也自然实现软开关，实现了全范围内的开关管zvs，大大提升了变换器的效率。
[0098]
下面以实验来分析采用本发明提供的软开关切换控制方法带来的效果，实验采用的电路参数如下表所示：
[0099]
表1实验所用电路参数
[0100]
交流侧电压v
ac
220vac直流侧电压v
dc
48vdc电感lf25uh变压器交流比直流侧变比n4：1交流侧复位电流值ib4a功率等级500w
[0101]
本发明所提供的实验图形采用psim仿真软件进行仿真，得到图5至图9的波形图。
[0102]
图5(a)-(b)分别示出了采用移相 调频调制相结合控制方式下移相占空比和频率在一个周期内的变化趋势。
[0103]
图6(a)-(b)示出了从正向和反向分别对交流侧输入电流、输入电压、移相占空比和频率的仿真波形，通过在psim仿真软件中搭建了仿真模型，仿真结果与理论分析一致且电流质量较高。
[0104]
图7示出了直流侧电压v
dc
、交流侧电压v
ac
和电流i
ac
、电感电流i
lf
的实验波形。
[0105]
图8交流侧和直流侧软开关波形，可以看出在全范围内都可以实现软开关，相比于单移相调制，效率也有明显提升。
[0106]
图9给出了并网模式下的运行图，以及整流/逆变切换运行图。
[0107]
最终测试采用改进型临界电流模式的双向ad/dc变换器效率达到了94％，电流thd达到2.9％，相对于两级式和单级式单移相调制，效率有明显提升。
[0108]
由于传统移相调制无法实现全全压范围内的12个开关管的零电压开通(zvs)，所以变换器效率受到限制。本发明通过结合调节移相角和调频，将交流侧所有开关管开通时刻的电流设为一个恒定的复位值，创造了所有开关管零电压开通的条件，直流侧开关管也自然实现软开关，实现了全范围内的开关管zvs，大大提升了变换器的效率。
[0109]
本发明提供的一种双向ac/dc变换器实现全范围软开关的控制方法，如图4所示，包括如下步骤，
[0110]
步骤s10采样双向ac/dc变换器中电感电流i
lf
，并设置交流侧复位电流ib和直流侧复位电流i
up
，所述电感电流i
lf
下降至所述交流侧复位电流ib时，交流侧开关进入下一个开关周期，所述电感电流i
lf
上升至直流侧复位电流i
up
时，触发直流侧开关进入下一个开关周期；
[0111]
步骤s11根据如下公式在计算开关频率：
[0112]
其中
[0113]
a＝64i
b2
l
f2
[0114]
b＝(64i
ref
sin(ωt)lfnv
dc-16ib·
lf·vac
)
·
[0115]
c＝v
ac2-4n
2vdc2
[0116]
ib交流侧复位电流，lf为电感lf电感值，i
ref
交流侧输入电流参考值，ω交流输入电的角频率，n为变压器变比，v
dc
、v
ac
为直流侧和交流侧电压值。
[0117]
步骤s12，根据如下公式计算移相占空比，
[0118][0119]
其中，ib为固定复位电流值，lf为移相电感值，n为变压器变比，在dsp中设定，v
dc
、v
ac
为直流侧和交流侧电压值，通过adc采样获得。
[0120]
步骤s13根据所述开关频率和所述移相占空比生成双向ac/dc变换器中开关器件的驱动信号。
[0121]
利用改进型临界电流模式，并结合软件计算的控制方式，调节开关频率和原副边移相角关系，控制传输能量与传输方向，所有开关管零电压开通，实现了双向ac/dc变换器中开关管在全输入范围内的软开关切换，降低开关损耗，获取更高的变换器效率。
[0122]
可以理解的是，以上关于本发明的具体描述，仅用于说明本发明而并非受限于本发明实施例所描述的技术方案，本领域的普通技术人员应当理解，仍然可以对本发明进行修改或等同替换，以达到相同的技术效果；只要满足使用需要，都在本发明的保护范围之内。