降压-升压转换器和混合控制方法与流程

1.本发明涉及功率转换器的控制方案，并且在特定实施例中，涉及在各种操作状况下采用具有恒定开关频率的混合控制方案的功率转换器。


背景技术：

2.随着技术进一步发展，诸如移动电话、平板pc、数码相机、mp3播放器和/或类似装置的各种电子装置变得普及。每个电子装置都需要大体上恒定电压的直流功率，其电压甚至在由电子装置汲取的电流可在较宽范围内变化时也可在指定公差内进行调节。为了使电压维持在指定公差内，耦合到电子装置的功率转换器(例如，开关dc/dc转换器)提供非常快速的瞬态响应，同时在各种负载瞬态下保持稳定的输出电压。
3.诸如恒定导通时间方案或恒定关断时间方案的基于滞环控制功率转换器控制方案可使得功率转换器能够提供快速瞬态响应。采用恒定导通时间控制方案的功率转换器可只包括反馈比较器和导通计时器。在操作中，功率转换器的反馈电路将反馈信号与内部参考直接进行比较。当反馈信号下降为低于内部参考时，功率转换器的高侧开关打开，并且保持导通持续导通计时器的持续时间。作为打开高侧开关的结果，功率转换器的电感电流上升。当导通计时器到期时，功率转换器的高侧开关关闭，并且直到反馈信号再次下降为低于内部参考时才打开。总之，当在功率转换器中采用恒定导通时间控制方案时，通过导通计时器来终止功率转换器的高侧开关的导通时间。通过反馈比较器来终止功率转换器的高侧开关的关断时间。
4.随着电子装置朝向便携式和移动式发展，许多电子装置依赖于可充电电池作为它们的电源。然而，由于可充电电池的特性，电池组的输出电压可能会在充满电的状态和完全耗尽的状态之间的广泛范围内变化。另外，随着c型通用串行总线(usb)作为充电和传递数据的新标准出现，ubs端口的输出电压不再固定(例如，5v)。而是，输出电压可在从约3.5v到约20v的广泛范围内变化。与此同时，连接到新型usb端口(例如，c型usb)的下游功率转换器可能仍然需要大体上等于5v的电压。响应于广泛的输入电压范围，对于c型usb应用，四开关降压-升压转换器变得普遍存在。
5.在常规的四开关降压-升压转换器中，在每个开关循环中，一次打开和关闭所有四个开关。另外，从不将输入电源的能量直接传递到四开关降压-升压转换器的输出端。而是，首先将输入电源的能量储存在降压-升压转换器的电感中，然后再传递到转换器的输出端。因此，常规的四开关降压-升压转换器的效率不高。
6.可取的是提供用于使得采用恒定导通时间控制方案和恒定关断时间控制方案的组合的常规四开关降压-升压转换器能够在不同的输入电压下以降压模式、升压模式和降压-升压模式操作的设备和/或方法。此外，可取的是响应于输入电压变化在以上任意两种操作模式之间具有平稳的转变。


技术实现要素：

7.在特定实施例中，一种控制方案可在各种操作状况下实现快速瞬态响应并提高四开关降压-升压转换器的性能。
8.根据一个实施例，一种设备包括：配置成在恒定导通时间控制方案下操作的降压-升压转换器的降压转换器部分，其中降压转换器部分的高侧开关的导通时间由降压导通时间计时器决定；以及配置成在恒定关断时间控制方案下操作的降压-升压转换器的升压转换器部分，其中升压转换器部分的低侧开关的关断时间由升压关断时间计时器决定。
9.根据另一个实施例，一种方法包括：对降压-升压转换器的降压转换器部分应用恒定导通时间控制方案，其中在恒定导通时间控制方案下，降压转换器部分的高侧开关的导通时间由降压导通时间计时器决定；以及对降压-升压转换器的升压转换器部分应用恒定关断时间控制方案，其中在恒定关断时间控制方案下，升压转换器部分的低侧开关的关断时间由升压关断时间计时器决定。
10.根据又一个实施例，一种控制器包括：用于设置降压-升压转换器的第一高侧开关的打开时间的第一计时器，其中第一高侧开关的打开时间由降压-升压转换器的输入电压和降压-升压转换器的输出电压决定；用于设置降压-升压转换器的第二低侧开关的关闭时间的第二计时器，其中第二低侧开关的关闭时间由降压-升压转换器的输入电压和降压-升压转换器的输出电压决定；以及用于设置降压-升压转换器的第一低侧开关的打开时间和第二高侧开关的关闭时间的电流模式控制装置。
11.本公开的较佳实施例的优点是提高降压-升压功率转换器的性能。更特别地，降压-升压转换器的控制机制基于恒定导通时间控制方案和恒定关断时间控制方案的组合。降压-升压转换器的降压转换器部分配置成在恒定导通时间控制方案下操作。降压-升压转换器的升压转换器部分配置成在恒定关断时间控制模式下操作。此外，对降压-升压功率转换器应用谷值电流模式(vcm)控制方案和峰值电流模式(pcm)控制方案的组合。特别地，采用vcm控制方案来终止降压-升压转换器的降压转换器部分的低侧开关的导通时间。采用pcm控制方案来终止降压-升压转换器的升压转换器部分的低侧开关的导通时间。
12.恒定导通时间控制方案和恒定关断时间控制方案的组合消除了固定时钟信号的需要。此外，利用恒定导通时间控制方案和恒定关断时间控制方案的组合，可自动实现从脉冲宽度调制(pwm)模式到脉冲频率调制(pfm)模式的转变。而且，可消除电流模式控制所需的斜率补偿。恒定导通时间控制方案和恒定关断时间控制方案的组合可大大简化控制电路和相关联的电流消耗。利用vcm控制和pcm控制的组合，由电感和输出电容形成的输出双极可缩减为单极响应，从而使控制回路补偿设计简单得多。
13.上文相当广泛地概述了本发明的特征和技术优点，以便可以更好地理解以下对本发明的详细描述。下文将描述本发明的额外特征和优点，它们形成本发明的权利要求的主题。本领域技术人员应明白，可容易地利用公开的概念和特定实施例作为修改或设计用于实现本发明的相同目的的其它结构或过程的基础。本领域技术人员还应意识到，此类等效构造没有偏离如随附权利要求书中所阐述的本发明的精神和范围。
附图说明
14.为了更全面地了解本发明及其优点，现在结合附图参考以下描述，其中：
15.图1示出根据本公开的各种实施例的降压-升压转换器及其相关联的混合控制电路的示意图；
16.图2示出根据本公开的各种实施例的降压导通时间计时器和升压关断时间计时器的示意图；
17.图3示出根据本公开的各种实施例与图1中示出的降压-升压转换器的降压操作模式相关联的时序图；
18.图4示出根据本公开的各种实施例与图1中示出的降压-升压转换器的降压-升压操作模式相关联的时序图；以及
19.图5示出根据本公开的各种实施例与图1中示出的降压-升压转换器的升压操作模式相关联的时序图。
20.除非另外指示，否则不同图中的对应数字和符号一般指对应部分。绘制附图是为了清楚地说明各种实施例的相关方面，它们不一定按比例绘制。
具体实施方式
21.下面详细论述目前较佳的实施例的制作和使用。但是，应明白，本发明提供可在各种各样的特定情境中实施的许多适用的发明概念。论述的特定实施例只是说明制作和使用本公开的特定方式，而不是限制本公开的范围。
22.将在特定背景、即应用于降压-升压转换器的混合控制方案中关于较佳实施例描述本公开。该混合控制方案包括恒定导通时间控制方案和恒定关断时间控制方案。对降压-升压转换器的降压转换器部分应用恒定导通时间控制方案。对降压-升压转换器的升压转换器部分应用恒定关断时间控制方案。在这种混合控制方案下，降压-升压转换器配置成在各种操作状况下以固定的开关频率或几乎固定的开关频率操作。另外，在这种混合控制方案下，降压-升压转换器能够在降压操作模式和升压操作模式之间具有平稳且自主的转变。然而，本发明也可适用于各种功率转换器。在下文中，将参考附图详细解释各种实施例。
23.图1示出根据本公开的各种实施例的降压-升压转换器及其相关联的混合控制电路的示意图。如图1所示，降压-升压转换器包括第一高侧开关q1(102)、第一低侧开关q2(103)、第二低侧开关q3(106)、第二高侧开关q4(105)和电感104。第一高侧开关q1和第一低侧开关q2串联连接在输入电容101的正极端子和负极端子之间。输入电容101连接到电源vin。采用输入电容101来为降压-升压转换器提供稳定电压。
24.第二高侧开关q4和第二低侧开关q3串联连接在输出电容107的正极端子和负极端子之间。电感104耦合在第一高侧开关q1和第一低侧开关q2的公共节点与第二高侧开关q4和第二低侧开关q3的公共节点之间。
25.降压-升压转换器可划分成两个部分，即，降压转换器部分和升压转换器部分。降压转换器部分可包括第一高侧开关q1和第一低侧开关q2。降压转换器部分和电感104可充当降压型转换器。另一方面，升压转换器部分可包括第二高侧开关q4和第二低侧开关q3。升压转换器部分和电感104可充当升压型转换器。降压转换器部分、电感104和升压转换器部分级联连接在输入电容101和输出电容107之间。
26.降压-升压转换器的降压转换器部分和升压转换器部分均由混合控制电路控制。更具体来说，混合控制电路包括恒定导通时间控制电路和恒定关断时间控制电路。恒定导
通时间控制电路配置成对降压-升压转换器的降压转换器部分应用恒定导通时间控制方案。恒定关断时间控制电路配置成对降压-升压转换器的升压转换器部分应用恒定关断时间控制方案。
27.如图1所示，混合控制电路包括放大器118、电流比较器114、降压导通时间计时器130、升压关断时间计时器140、第一锁存器111、第二锁存器119、降压控制逻辑单元110和升压控制逻辑单元112。在一些实施例中，降压导通时间计时器130充当恒定导通时间控制电路。采用降压导通时间计时器130来确定第一高侧开关q1的导通时间。升压关断时间计时器140充当恒定关断时间控制电路。采用升压关断时间计时器140来确定第二低侧开关q3的关断时间。
28.将电流比较器114的输出(cmpb)馈送到反相器135以生成信号cmp。如图1所示，cmp用于确定第一低侧开关q2的导通时间或第一高侧开关q1的关断时间。cmpb用于确定第二低侧开关q3的导通时间或第二高侧开关q4的关断时间。在本描述全文中，电流比较器114又可称为比较器。
29.如图1所示，混合控制电路可检测输出电压vout和流过电感104的电流，并生成用于相应地驱动开关q1、q2、q3和q4的多个栅极驱动信号。
30.在一些实施例中，放大器118是电压误差放大器。如图1所示，采用放大器118的反相输入端(fb)来通过由电阻108和109形成的分压器检测输出电压vout。放大器118的非反相输入端连接到预定参考vref。放大器118的输出端连接到电流比较器114的反相输入端。补偿网络连接在放大器118的输出端和地之间。补偿网络包括电阻115、电容116和电容117。电阻115和电容116串联连接，并且进一步与电容117并联连接。补偿网络有助于稳定控制回路并提供足够的相位裕量，从而提高降压-升压转换器的瞬态响应性能。
31.电流比较器114的非反相输入端配置成接收检测的电流信号(cs)。如图1所示，通过诸如dc电阻(dcr)电流感应设备的合适的电流感应装置来检测流过电感104的电流。通过电流感应放大器113将感应的电流信号馈送到电流比较器114的非反相输入端。采用电流感应放大器113来提供合适的电流感应增益。
32.采用第一锁存器111来分别为开关q1和q2生成栅极驱动信号。如图1所示，第一锁存器111的复位输入端配置成接收降压导通时间计时器130的输出信号。第一锁存器111的设置输入端配置成通过反相器135接收电流比较器114的输出信号。如图1所示，将cmp信号馈送到第一锁存器111的设置输入端。第一锁存器111的输出是用于控制降压-升压转换器的降压转换器部分的pwm信号。通过降压控制逻辑单元110将第一锁存器111的输出分别施加到开关q1和q2的栅极。采用降压控制逻辑单元110来基于由第一锁存器111生成的pwm信号生成高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号。此外，降压控制逻辑单元110在高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号之间增加合适的延迟。下文将关于图2描述降压导通时间计时器130的详细示意图。
33.采用第二锁存器119来分别为开关q3和q4生成栅极驱动信号。如图1所示，第二锁存器119的设置输入端配置成接收升压关断时间计时器140的输出信号。第二锁存器119的复位输入端配置成接收电流比较器114的输出信号。如图1所示，第二锁存器119的输出是用于控制降压-升压转换器的升压转换器部分的pwm信号。如图1所示，通过升压控制逻辑单元112将第二锁存器119的输出分别施加到开关q3和q4的栅极。采用升压控制逻辑单元112来
基于由第二锁存器119生成的pwm信号生成高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号。此外，升压控制逻辑单元112在高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号之间增加合适的延迟。下文将关于图2描述升压关断时间计时器140的详细示意图。
34.应注意，尽管本描述通篇中的示例基于降压-升压转换器和配置成为降压-升压转换器(例如，如图1所示的降压-升压转换器)生成栅极驱动信号的混合控制电路，但是如图1所示的降压-升压转换器以及混合控制电路可具有许多改变、替换和修改。例如，混合控制电路可检测其它必需的信号，如降压-升压转换器的输入电压、输入电流和/或输出电流。此外，可以有一个专用驱动器或多个专用驱动器耦合在混合控制电路与开关q1、q2、q3和q4之间。总之，限制本文中说明的降压-升压转换器和混合控制电路只是为了清楚地说明各种实施例的发明方面。本公开不限于任何特定的功率拓扑和系统配置。
35.图1中示出的开关(例如，q1)可作为n-型金属氧化物半导体(nmos)晶体管实现。可选地，这些开关可作为其它合适的可控装置实现，如金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)装置、双极结型晶体管(bjt)装置、超级结型晶体管(sjt)装置、绝缘栅双极晶体管(i gbt)装置、基于氮化镓(gan)的功率装置和/或类似装置。
36.还应注意，尽管图1示出四个开关q1、q2、q3和q4，但是本公开的各种实施例可包括其它改变、修改和替换。例如，可通过续流二极管和/或类似组件来取代低侧开关q2。可通过整流二极管和/或类似组件来取代高侧开关q4。
37.基于不同设计需要和应用，降压-升压转换器可配置成以三种不同的操作模式、即降压操作模式、升压操作模式和降压-升压操作模式操作。下文将分别关于图3-5描述这三种操作模式的详细操作原理。
38.在一些实施例中，降压-升压转换器配置成以降压操作模式操作。在降压操作模式中，采用与传统的降压转换器中相同的方式通过具有合适的开关死区时间的互补栅极驱动信号来控制开关q1和q2。开关q3始终关闭，并且开关q4始终打开。下文将关于图3描述降压操作模式的详细操作原理。
39.在一些实施例中，降压-升压转换器配置成以降压-升压操作模式操作。在降压-升压操作模式中，降压-升压转换器采用互补方式以降压模式和升压模式操作。在一些实施例中，降压-升压转换器能够基于感应的电流信号cs和误差放大器输出电压信号v
ctrl
之间的关系在降压操作模式和升压操作模式之间实现平稳且自主的转变。更具体来说，降压-升压转换器配置成在感应的电流信号cs大于误差放大器输出电压信号v
ctrl
时以降压模式操作。另一方面，降压-升压转换器配置成在感应的电流信号cs小于误差放大器输出电压信号v
ctrl
时以升压模式操作。下文将关于图4描述降压-升压操作模式的详细操作原理。
40.在一些实施例中，降压-升压转换器配置成以升压操作模式操作。在升压操作模式中，采用与传统的升压转换器中相同的方式通过具有合适的开关死区时间的互补栅极驱动信号来控制开关q3和q4。开关q2始终关闭，并且开关q1始终打开。下文将关于图5描述升压操作模式的详细操作原理。
41.图2示出根据本公开的各种实施例的降压导通时间计时器和升压导通时间计时器的示意图。在一些实施例中，降压导通时间计时器130配置成计算降压转换器部分的导通时间。降压转换器部分的导通时间是第一高侧开关q1的导通时间。升压关断时间计时器140配置成计算升压转换器部分的关断时间。升压转换器部分的关断时间是第二低侧开关q3的关
断时间。
42.如图2所示，降压导通时间计时器130包括电流源203、电容204、开关205、比较器201、“或”门206和反相器207。如图2所示，电流源203的电流电平与输入电压vin成比例。在一些实施例中，k2是预定系数。利用电流源203对电容204充电。电容204两端的电压是斜坡电压。如图2所示，将电容204两端的斜坡电压表示为vr
buck
。在本描述通篇中，电容204又可称为斜坡电容。
43.将电容204两端的斜坡电压馈送到比较器201的非反相输入端。比较器201的反相输入端连接到阈值电压，该阈值电压与输出电压成比例。在一些实施例中，k1是预定系数。通过“或”门206的输出信号来控制开关205的栅极。如图2所示，“或”门206配置成通过反相器207接收由第一锁存器111生成的pwm信号(pwm
buck
)并接收cmp信号。如图2所示，pwm
buck
和cmp信号的组合决定电容204的复位。
44.如图2所示，在比较器201处将斜坡电压vr
bcuk
与阈值电压进行比较。在斜坡电压vr
bcuk
达到阈值电压之后，比较器201的输出端生成降压转换器部分的导通时间的终止信号ton
buck
(用于关闭开关q1的终止信号)。
45.通过斜坡电压vr
bcuk
与阈值电压之间的比较结果确定高侧开关q1的打开时间或低侧开关q2的关闭时间。高侧开关q1的打开时间(或低侧开关q2的关闭时间)满足以下等式：
[0046][0047]
其中c
buck
是电容204的电容，并且k1和k2是预定参数。
[0048]
升压关断时间计时器140包括电流源213、电容214、开关215、比较器211和“或”门216。如图2所示，电流源213的电流电平与输出电压vout成比例。在一些实施例中，k4是预定系数。利用电流源213对电容214充电。电容214两端的电压是斜坡电压。如图2所示，将电容214两端的斜坡电压表示为vr
boost
。在本描述通篇中，电容214又可称为斜坡电容。
[0049]
将电容214两端的斜坡电压馈送到比较器211的非反相输入端。比较器211的反相输入端连接到阈值电压，该阈值电压与输入电压vin成比例。在一些实施例中，k3是预定系数。通过“或”门216的输出信号来控制开关215的栅极。如图2所示，“或”门216配置成接收由第二锁存器119生成的pwm信号(pwm
boost
)以及cmpb信号。pwm
boost
和cmp信号的组合决定电容214的复位。
[0050]
在比较器211处将电容214两端的电压与阈值电压进行比较。在电容214两端的电压达到阈值电压之后，比较器211的输出端生成升压转换器部分的关断时间的终止信号toff
boost
。
[0051]
通过电容214两端的电压与阈值电压之间的比较结果确定低侧开关q3的关闭时间或高侧开关q4的打开时间。低侧开关q3的关闭时间(或高侧开关q4的打开时间)满足以下等式：
[0052][0053]
其中c
boost
是电容214的电容，并且k3和k4是预定参数。
[0054]
在以上等式中，k1和k3是电压缩放因子，并且k2和k4是电压对电流缩放因子。通过选择不同的缩放因子，可相应地调整ton
buck
/toff
boost
和对应的开关频率。
[0055]
图3示出根据本公开的各种实施例与图1中示出的降压-升压转换器的降压操作模式相关联的时序图。图3的水平轴表示时间间隔。有12行。第一行301表示由第一锁存器111生成的pwm信号(pwm
buck
)。第二行302表示馈送到比较器201中的阈值电压(k1
·
vout)和斜坡信号(vr
buck
)。第三行303表示比较器201的输出电压(ton
buck
)。第四行304表示由第二锁存器119生成的pwm信号(pwm
boost
)。第五行305表示馈送到比较器211中的阈值电压(k3
·
vin)和斜坡信号(vr
boost
)。第六行306表示比较器211的输出电压(toff
boost
)。第七行307表示馈送到电流比较器114中的检测的电流信号(cs)和误差放大器电压(v
ctrl
)。第八行包括两个行。行308表示反相器135的输出电压(cmp)。行308b表示电流比较器114的输出电压(cmpb)。第九行309表示开关q1的栅极驱动信号。第十行310表示开关q2的栅极驱动信号。第十一行311表示开关q3的栅极驱动信号。第十二行312表示开关q4的栅极驱动信号。
[0056]
在操作中，当降压-升压转换器的输入电压vin比降压-升压转换器的输出电压vout高得多时，误差放大器的输出电压v
ctrl
低于感应的电感电流信号v
cs
。响应于v
ctrl
和v
cs
之间的关系，如图3所示，在切换周期(从t1到t3)的大部分时间(从t1'到t3)中，cmpb信号高，而cmp信号低。如图3所示，cmpb信号是从t1'到t3具有逻辑高的脉冲。cmp信号是从t1到t1'具有逻辑高状态的脉冲。返回到图2，从t1'到t3，cmpb信号的长脉冲禁用升压关断时间计时器140。从t1'到t3，cmp信号的逻辑低状态启用降压导通时间计时器130。由于从t1'到t3禁用升压关断时间计时器140，所以只在从t1到t1'的短时间周期内激活vr
boost
。在如此短的时间周期内，vr
boost
始终低于k3
·
vin。因此，信号toff
boost
处于逻辑低状态，由此在pwm
boost
生成逻辑低状态。响应于pwm
boost
的这种逻辑低状态，高侧开关q4始终打开，并且低侧开关q3始终关闭。降压转换器部分的导通时间(q1的打开时间)由降压导通时间计时器130决定。降压-升压转换器以降压操作模式操作。
[0057]
返回参考图1，在降压操作模式中，电流感应放大器113配置成检测q1的电流(流过电感104的电流)。根据谷值电流模式控制，在t1，当电流感应放大器113的输出达到比较器114的控制电压v
ctrl
时，打开q1。在打开q1之后，降压导通时间计时器130开始计数。一旦降压导通时间计时器130在t2触发，便关闭q1，且打开q2。一旦在t3电流感应放大器113的输出达到比较器114的控制电压v
ctrl
，便关闭q2，且再次打开q1，以便开始另一个循环。
[0058]
在时刻t1，电流感应放大器113的输出(图3中的cs)下降并且达到比较器114的控制电压v
ctrl
。返回参考图1，在时刻t1，比较器114的输出生成逻辑电平“0”(cmpb)，并将该逻辑电平“0”发送到反相器135。反相器135生成逻辑电平“1”(cmp)，并将该逻辑电平“1”发送到第一锁存器111的设置输入端。根据r-s锁存器的操作原理，比较器114的输出确定q1的栅极驱动信号的导通沿。
[0059]
如图3所示，在时刻t1，q2已经关闭，并且q1已经打开。应注意，在打开q1和关闭q2之间有合适的延迟。作为打开q1的结果，从时刻t1到时刻t2，感应电流cs以线性方式增加。从时刻t1到时刻t2，控制信号pwm
buck
具有逻辑高状态，并且cmp具有逻辑低状态。pwm
buck
和cmp信号的组合关闭如图2所示的斜坡信号生成电路的开关205。因此，从时刻t1到时刻t2，对斜坡电容204充电，并且斜坡电容204两端的电压(vr
buck
)以线性方式增加。在降压操作模式期间，从不触发升压关断时间计时器。通过比较器114的输出(图3中的cmpb)来复位升压斜坡(vr
boost
)。
[0060]
在时刻t2，斜坡电压vr
buck
达到阈值电压k1
·
vout。比较器201的输出生成逻辑电
平“1”(ton
buck
)，并将该逻辑电平“1”发送到第一锁存器111的复位输入端。根据r-s锁存器的操作原理，比较器201的输出确定q1的栅极驱动信号的关闭沿。
[0061]
如图3所示，在时刻t2，通过降压控制逻辑单元210分别将逻辑电平“1”和逻辑电平“0”施加到q2和q1的栅极。作为打开q2并关闭q1的结果，从时刻t2到时刻t3，检测到的电流信号cs以线性方式减小，并且斜坡电容204放电。
[0062]
在时刻t3，电流感应放大器113的输出(图3中的cs)再次达到比较器114的控制电压v
ctrl
。降压-升压转换器进入到新的开关周期。
[0063]
图4示出根据本公开的各种实施例与图1中示出的降压-升压转换器的降压-升压操作模式相关联的时序图。图4的水平轴表示时间间隔。有12行421-432，它们与图3的行301-312类似，并且因此不再论述。
[0064]
在操作中，当输入电压vin下降至近似等于输出电压vout的电平时，降压-升压转换器以组合了降压操作模式和升压操作模式的模式操作。误差放大器电压v
ctrl
与检测到的电流信号v
cs
之间的关系决定了降压-升压转换器以何种模式操作。例如，当v
cs
高于v
ctrl
时，降压-升压转换器以降压操作模式操作。降压导通时间计时器130是活动计时器，并且该活动计时器控制q1和q2的开和关。同时，禁用升压关断时间计时器140以使q4保持打开并使q3保持关闭。在输入电压vin低于(或接近于)输出电压vout时的情况下，当前操作模式(降压操作模式)不能调节输出电压。输出电压相应地下降。响应于输出电压的下降，误差放大器增加v
ctrl
。当v
ctrl
增加到大于v
cs
时，激活升压关断时间计时器140以控制q3和q4的开和关。同时，禁用降压导通时间计时器130以使q1保持打开并使q2保持关闭。在这种情况下，降压-升压转换器以升压操作模式操作。取决于v
ctrl
和v
cs
之间的关系，降压-升压转换器采用交替的方式以降压操作模式和升压操作模式操作，从而保持对降压-升压转换器的输出进行调节。
[0065]
图4的时序图示出了降压-升压操作模式的操作原理。从时刻t1到时刻t2，v
cs
高于v
ctrl
。电流比较器114的输出电压(cmpb)较高。该高输出禁用升压关断时间计时器140。降压-升压转换器以降压操作模式操作。在时刻t2，v
cs
低于v
ctrl
。电流比较器114的输出电压(cmpb)较低，并且反相器135的输出电压(cmp)较高。该高输出(cmp)禁用降压导通时间计时器130。降压-升压转换器以升压操作模式操作。如图4所示，降压-升压转换器采用互补的方式以降压操作模式和升压操作模式操作。特别地，图4示出，在t1之前的两个连续开关周期中，降压-升压转换器以升压操作模式操作。在t1，在一个开关周期中，降压-升压转换器离开升压操作模式，并且以降压操作模式操作。在t2，降压-升压转换器再次返回到升压操作模式。
[0066]
该混合控制方案的一个优势特征是，降压-升压转换器能够在降压操作模式和升压操作模式之间实现自主且平稳的转变，如图4所示。
[0067]
图5示出了根据本公开的各种实施例与图1中示出的降压-升压转换器的升压操作模式相关联的时序图。图5的水平轴表示时间间隔。有12行541-552，它们与图3的行301-312类似，并且因此不再论述。
[0068]
在操作中，当输入电压vin下降至低于输出电压vout的预定电平时，误差放大器的输出电压v
ctr
l高于感应的电感电流信号v
cs
。响应于v
ctrl
与vcs之间的关系，如图5所示，在开关周期(从t1到t3)的大部分时间(从t1'到t3)，cmp信号高，而cmpb信号低。如图5所示，cmp
信号是从t1'到t3具有逻辑高的脉冲。cmpb信号是从t1到t1'具有逻辑高状态的脉冲。返回参考图2，从t1'到t3，cmp信号的长脉冲禁用降压导通时间计时器130。从t1'到t3，cmpb信号的逻辑低状态启用升压关断时间计时器140。由于从t1'到t3禁用降压导通计时器130，所以只在从t1到t1'的短时间周期内激活vr
buck
。在如此短的时间周期内，vr
buc
k始终低于k1
·
vout。因此，信号ton
buck
处于逻辑低状态。逻辑低状态不会复位第一锁存器111。因此，第一锁存器111在pwm
ubuck
生成逻辑高状态。响应于pwm
buck
的逻辑高状态，高侧开关q1始终打开，并且低侧开关q2始终关闭。
[0069]
图5的时序图示出了升压操作模式的操作原理。在时刻t1，电流感应放大器113的输出(图5中的cs)达到比较器114的控制电压v
ctrl
。如上文关于图1所论述，在时刻t1，比较器114的输出(图5中的cmpb)生成逻辑电平“1”，并将该逻辑电平“1”发送到第二锁存器119的复位输入端(如图1所示)。根据r-s锁存器的操作原理，比较器114的输出确定q3的栅极驱动信号的关闭沿。
[0070]
如图5所示，在时刻t1，q3已经关闭。在合适的延迟之后，打开q4。作为打开q4的结果，从时刻t1到时刻t2，感应电流cs以线性方式下降。从时刻t1到时刻t2，控制信号pwm
boost
具有逻辑低状态。另外，cmpb具有逻辑低状态。pwm
boost
和cmpb的组合关闭如图2所示的斜坡信号生成电路的开关215。因此，从时刻t1到时刻t2，对斜坡电容214充电，并且电容214两端的电压(vr
boost
)以线性方式增加。
[0071]
在时刻t2，斜坡电压vr
boost
达到阈值电压。比较器211的输出(ton
boost
)生成逻辑电平“1”，并将该逻辑电平“1”发送到第二锁存器119的复位输入端。根据r-s锁存器的操作原理，比较器211的输出(ton
boost
)确定q3的栅极驱动信号的关闭沿。
[0072]
如图5所示，通过升压控制逻辑单元112分别将逻辑电平“0”和逻辑电平“1”施加到q3和q4的栅极。作为关闭q3和打开q4的结果，从时刻t2到时刻t3，感应电流cs以线性方式增加。在时刻t2，斜坡电容214放电。在时刻t3，电流感应放大器113的输出(图3中的cs)再次达到比较器114的控制电压v
ctrl
。降压-升压转换器进入到新的开关周期。
[0073]
尽管详细描述了本发明的实施例和它的优点，但是应了解，在不偏离由随附权利要求定义的本发明的精神和范围的情况下，可在本文中进行各种改变、替换和变更。
[0074]
此外，不希望将本技术的范围局限于本说明书中描述的过程、机器、制造、物质组成、方式、方法和步骤的特定实施例。本领域技术人员将从本发明的公开内容容易地明白，根据本发明，可利用与本文中描述的对应实施例执行大体上相同的功能或实现大体上相同的结果的目前现有或以后要开发的过程、机器、制造、物质组成、方式、方法或步骤。因此，希望随附权利要求在它们的范围内包含此类过程、机器、制造、物质组成、方式、方法或步骤。