电力转换装置的制作方法

1.本发明提供一种电力转换装置。


背景技术：

2.以往，作为电力转换装置，存在具备第一电源线、被施加比第一电源线低的电位的第二电源线、二极管整流器、设置于第一电源线与第二电源线之间的充放电电路、被输入第一电源线与第二电源线之间的整流电压而基于电压矢量进行动作的逆变器的装置(参照日本专利第5629885号(专利文献1))。
3.在所述电力转换装置中，通过充放电电路在第一电源线与第二电源线之间授受电力，来减轻电力脉动，并且改善电压利用率。
4.现有技术文献
5.专利文献
6.专利文献1：日本专利第5629885号


技术实现要素：

7.发明所要解决的课题
8.然而，在所述电力转换装置中存在如下课题：在低负载时，向充放电电路的充电电流的峰值电流大，进而由于来自充放电电路的放电中的电压下降而使部分负载效率的改善不充分。
9.在本公开中，提出一种能够提高部分负载效率的电力转换装置。
10.用于解决课题的手段
11.本公开的电力转换装置具备由等效电路表示的电路，所述等效电路具备：
12.电压源，其对单相交流电压进行转换而输出整流电压；
13.第一开关，该第一开关的一端与所述电压源的输出端连接，以规定的第一占空比drec导通；
14.第二开关，该第二开关的一端与所述第一开关的另一端连接，以规定的第二占空比dc导通；
15.电容器，该电容器的一端与所述第二开关的另一端连接，该电容器的另一端与所述电压源的公共端连接；
16.钳位二极管，其与所述第二开关并联连接；
17.第三开关，该第三开关的第一端与所述第一开关的另一端连接，该第三开关的第二端与所述电压源的公共端连接，所述第一端以及所述第二端中的任一方择一地与该第三开关的第三端导通，所述第一端与所述第三端以规定的第三占空比dz导通；
18.电流源，该电流源的一端与所述第一开关的另一端连接，该电流源的另一端与所述第三开关sz的所述第三端连接，
19.所述电力转换装置的特征在于，
20.由所述第三开关sz和所述电流源idc构成3n相电压型逆变器(n为正整数)，
21.在所述电压源的瞬时值高于直流电压指令值vdc*的第一区间中，进行第一转换动作，并且通过所述整流电压经由所述钳位二极管对所述电容器进行充电，在所述第一转换动作中，所述第二开关断开，以使输入到所述电流源的直流电压vdc与所述直流电压指令值vdc*相等的方式选择所述第一占空比drec和所述第三占空比dz，从所述电压源向所述电流源供给电力，
22.另一方面，在所述电压源的瞬时值为所述直流电压指令值vdc*以下的第二区间中，进行第二转换动作，在所述第二转换动作中，所述第一开关断开，以使输入到所述电流源的直流电压vdc与所述直流电压指令值vdc*相等的方式选择所述第二占空比dc和所述第三占空比dz，从所述电容器向所述电流源供给电力。
23.根据本公开，在电压源的瞬时值高于直流电压指令值vdc*的第一区间中，进行第一转换动作，并且通过整流电压经由钳位二极管对电容器进行充电，在第一转换动作中，第二开关断开，以使输入到电流源的直流电压vdc与直流电压指令值vdc*相等的方式选择第一占空比drec和第三占空比dz，从电压源向电流源供给电力。另一方面，在电压源的瞬时值为直流电压指令值vdc*以下的第二区间中，进行第二转换动作，在该第二转换动作中，第一开关断开，以使输入到电流源的直流电压vdc与直流电压指令值vdc*相等的方式选择第二占空比dc和第三占空比dz，从电容器向电流源供给电力。
24.这样，通过配合电源周期交替地进行第一转换动作和第二转换动作而进行降压动作，在部分负载中例如将电源周期二分为第一区间和第二区间的情况下，来自电容器的放电电荷减半，第一区间中的向电容器的充电电流的峰值电流降低，输入功率因数得以改善，并且由来自电容器的放电引起的电压下降的期间减半。由此，能够提高部分负载效率。
25.另外，在本公开的一个方式所涉及的电力转换装置具备：
26.电抗器，该电抗器的一端与所述电压源的输出端连接；
27.二极管，该二极管的阳极与所述电抗器的另一端连接，该二极管的阴极与所述电容器的所述第二开关侧连接；以及
28.第四开关，该第四开关的一端与所述二极管的阳极连接，该第四开关的另一端与所述电压源的公共端连接，以规定的第四占空比dl导通。
29.根据本公开，在比部分负载大的负载中，通过以规定的第四占空比dl导通的第四开关，使向经由电抗器和二极管充电的电容器的充电电压升压，能够进行通过升压动作来提高电压利用效率的转换动作。
30.另外，在本公开的一个方式所涉及的电力转换装置中，
31.所述第一占空比drec、所述第二占空比dc以及所述第三占空比dz满足
32.drec dc dz＝1
33.的条件，并且
34.将所述单相交流电压的最大值设为vm，将所述单相交流电压的角速度设为ω，将时间设为t时，
35.所述第一转换动作的期间中的所述第一占空比drec和所述第二占空比dc由下式表示，
36.[数学式1]
[0037][0038]
dc＝0
[0039]
所述第二转换动作的期间中的所述第一占空比drec和所述第二占空比dc由下式表示，
[0040]
[数学式2]
[0041]drec
＝0
[0042][0043]
所述第一区间与所述第二区间的边界相位角φ由下式表示，
[0044]
[数学式3]
[0045][0046]
根据本公开，通过以满足第一转换动作的期间和第二转换动作的期间中的第一占空比drec、第二占空比dc和第三占空比dz的所述条件的方式配合电源周期交替地进行第一转换动作和第二转换动作，能够提高部分负载效率。
[0047]
另外，在本公开的一个方式所涉及的电力转换装置中，
[0048]
具备进行所述第一转换动作和所述第二转换动作的第一模式、以及进行除所述第一转换动作和所述第二转换动作以外的其他转换动作的第二模式，
[0049]
从所述3n相电压型逆变器的输出频率为第一阈值以下的所述第一模式的状态起，当所述3n相电压型逆变器的输出频率比所述第一阈值高时，转移到所述第二模式，
[0050]
从所述3n相电压型逆变器的输出频率比第二阈值高的所述第二模式的状态起，当所述3n相电压型逆变器的输出频率成为所述第二阈值以下时，转移到所述第一模式，
[0051]
所述第二阈值与所述第一阈值相等，或者所述第二阈值比所述第一阈值低规定值。
[0052]
根据本公开，通过根据相对于负载的增减具有相间关系的电流源的电流频率来切换进行第一转换动作、第二转换动作的第一模式以及进行其他转换动作的第二模式，从而能够根据负载进行效率良好的转换动作。另外，通过使第二阈值比第一阈值低预定值，在第一模式与第二模式的切换中设置滞后，能够进行稳定的切换动作。
[0053]
另外，在本公开的一个方式所涉及的电力转换装置中，
[0054]
具备进行所述第一转换动作和所述第二转换动作的第一模式、以及进行除所述第一转换动作和所述第二转换动作以外的其他转换动作的第二模式，
[0055]
从所述3n相电压型逆变器的调制率为第一阈值以下的所述第一模式的状态起，当所述3n相电压型逆变器的调制率比所述第一阈值高时，从所述第一模式转移到所述第二模式，
[0056]
从所述3n相电压型逆变器的调制率高于第二阈值的所述第二模式的状态起，当所述3n相电压型逆变器的调制率成为所述第二阈值以下时，从所述第二模式转移到所述第一
模式，
[0057]
所述第二阈值与所述第一阈值相等，或者所述第二阈值比所述第一阈值低规定值。
[0058]
根据本公开，通过根据相对于负载的增减具有相间关系的电流源的调制率来切换进行第一转换动作、第二转换动作的第一模式以及进行其他转换动作的第二模式，从而能够根据负载进行效率良好的转换动作。另外，通过在第一模式与第二模式的切换中设置滞后，能够进行稳定的切换动作。
[0059]
另外，在本公开的一个方式所涉及的电力转换装置中，
[0060]
在所述第一模式中，设定与所述3n相电压型逆变器的输出频率对应的所述直流电压指令值vdc*。
[0061]
根据本公开，通过设定与3n相电压型逆变器的输出频率对应的直流电压指令值vdc*，减少第二区间相对于第一区间的比例，能够进一步降低第一区间中的向电容器的充电电流的峰值电流，进一步改善输入功率因数，由于从电容器的放电引起的电压下降的期间进一步变短，能够进一步提高部分负载效率。
[0062]
另外，在本公开的一个方式所涉及的电力转换装置中，
[0063]
在所述第一模式中，设定与所述3n相电压型逆变器的调制率对应的所述直流电压指令值vdc*。
[0064]
根据本公开，通过设定与3n相电压型逆变器的调制率相应的直流电压指令值vdc*，减少第二区间相对于第一区间的比例，能够进一步降低第一区间中的向电容器的充电电流的峰值电流，进一步改善输入功率因数，由于从电容器的放电引起的电压下降的期间进一步变短，能够进一步提高部分负载效率。
[0065]
另外，在本公开的一个方式所涉及的电力转换装置中，
[0066]
所述电压源包含由开关元件构成的电桥电路，通过与所述单相交流电压同步地使所述各开关元件在所述第一转换动作的期间导通，在所述第二转换动作的期间断开，由此对所述单相交流电压进行同步整流而输出所述整流电压。
[0067]
根据本公开，与单相交流电压同步地使电桥电路的各开关元件在第一转换动作的期间导通，在第二转换动作的期间断开，由此对单相交流电压进行同步整流而从电压源输出整流电压，因此即使在用于功率因数改善、高次谐波抑制等的电抗器中使用电感小的电抗器，也能够提高部分负载效率而抑制额定负载时的效率降低。
[0068]
另外，在本公开的电力转换装置中具备：
[0069]
变流器部，其对单相交流电压进行转换而输出整流电压；
[0070]
第一电源线，其与所述变流器部的正极输出端连接；
[0071]
第二电源线，其与所述变流器部的负极输出端连接；
[0072]
pwm控制的逆变器部，该pwm控制的逆变器部的正极输入端经由所述第一电源线与所述变流器部的正极输出端连接，该pwm控制的逆变器部的负极输入端经由所述第二电源线与所述变流器部的负极输出端连接，输出从所述整流电压转换后的交流电压；以及
[0073]
缓冲电路，其连接在所述第一电源线与所述第二电源线之间，
[0074]
在所述单相交流电压的瞬时值的绝对值高于直流电压指令值vdc*的第一区间中，进行第一转换动作，并且通过所述整流电压对所述缓冲电路进行充电，在所述第一转换动
作中，所述缓冲电路的输出端从所述第一电源线切断，以使从所述逆变器部的电压饱和时的输出电压换算得到的直流电压与所述直流电压指令值vdc*相等的方式选择所述逆变器部的pwm控制的开关模式，通过从所述变流器部输出的所述整流电压对所述逆变器部供给电力，
[0075]
另一方面，在所述单相交流电压的瞬时值的绝对值为所述直流电压指令值vdc*以下的第二区间中，进行第二转换动作，在所述第二转换动作中，所述缓冲电路的输出端与所述第一电源线连接，以使从所述逆变器部的电压饱和时的输出电压换算得到的直流电压与所述直流电压指令值vdc*相等的方式选择所述逆变器部的pwm控制的开关模式，从所述缓冲电路向所述逆变器部供给电力。
[0076]
根据本公开，在单相交流电压的瞬时值的绝对值高于直流电压指令值vdc*的第一区间中，进行第一转换动作，并且利用整流电压对缓冲电路进行充电，在该第一转换动作中，缓冲电路的输出端从第一电源线切断，以使从逆变器部的电压饱和时的输出电压换算得到的直流电压与直流电压指令值vdc*相等的方式选择逆变器部的pwm控制的开关模式，利用从变流器部输出的整流电压向逆变器部供给电力。另一方面，在单相交流电压的瞬时值的绝对值为直流电压指令值vdc*以下的第二区间中，进行第二转换动作，在该第二转换动作中，缓冲电路的输出端与第一电源线连接，以使从逆变器部的电压饱和时的输出电压换算得到的直流电压与直流电压指令值vdc*相等的方式选择逆变器部的pwm控制的开关模式，从缓冲电路向逆变器部供给电力。
[0077]
这样，通过配合电源周期交替地进行第一转换动作和第二转换动作而进行降压动作，在部分负载中例如将电源周期二分为第一区间和第二区间的情况下，来自缓冲电路的放电电荷减半，第一区间中的向缓冲电路的充电电流的峰值电流降低，输入功率因数得以改善，并且由来自缓冲电路的放电引起的电压下降的期间减半。由此，能够提高部分负载效率。
[0078]
另外，在本公开的一个方式所涉及的电力转换装置中，
[0079]
作为不经由所述缓冲电路而从所述变流器部流过的电流的占空比的第一占空比drec、作为经由所述缓冲电路流过的电流的占空比的第二占空比dc、以及作为在所述逆变器部中流过零相电流的占空比的第三占空比dz满足
[0080]
drec dc dz＝1
[0081]
的条件，并且
[0082]
将所述单相交流电压的最大值设为vm，将所述单相交流电压的角速度设为ω，将时间设为t时，
[0083]
所述第一区间中的所述第一占空比drec和所述第二占空比dc由下式表示，
[0084]
[数学式4]
[0085][0086]
dc＝0
[0087]
所述第二区间的期间中的所述第一占空比drec和所述第二占空比dc由下式表示，
[0088]
[数学式5]
[0089]drec
＝0
[0090][0091]
所述逆变器部基于相电压指令值vu*、vv*、vw*、所述第一占空比drec、所述第二占空比dc以及所述第三占空比dz而被进行pwm控制。
[0092]
根据本公开，通过基于相电压指令值vu*、vv*、vw*、第一占空比drec、第二占空比dc以及第三占空比dz对逆变器部进行pwm控制，以满足第一转换动作的期间和第二转换动作的期间中的第一占空比drec、第二占空比dc以及第三占空比dz的所述条件的方式配合电源周期交替地进行第一转换动作和第二转换动作，由此能够提高部分负载效率。
[0093]
另外，在本公开的一个方式所涉及的电力转换装置中，
[0094]
具备在所述第一区间中通过所述整流电压对所述缓冲电路进行充电的充电电路。
[0095]
根据本公开，通过充电电路，在第一区间中通过整流电压对缓冲电路进行充电，由此能够抑制充电电流向充电电路以外的充电路径的分流，能够降低充电损耗。
[0096]
另外，在本公开的一个方式所涉及的电力转换装置中，
[0097]
具备进行所述第一转换动作和所述第二转换动作的第一模式、以及进行除所述第一转换动作和所述第二转换动作以外的其他转换动作的第二模式，
[0098]
从所述逆变器部的输出频率为第一阈值以下的所述第一模式的状态起，当所述逆变器部的输出频率比所述第一阈值高时，转移到所述第二模式，
[0099]
从所述逆变器部的输出频率比第二阈值高的所述第二模式的状态起，当所述逆变器部的输出频率成为所述第二阈值以下时，转移到所述第一模式，
[0100]
所述第二阈值与所述第一阈值相等，或者所述第二阈值比所述第一阈值低规定值。
[0101]
根据本公开，通过根据相对于负载的增减具有相间关系的逆变器部的输出频率来切换进行第一转换动作、第二转换动作的第一模式和进行其他转换动作的第二模式，从而能够根据负载进行效率良好的转换动作。另外，通过使第二阈值比第一阈值低预定值，在第一模式与第二模式的切换中设置滞后，能够进行稳定的切换动作。
[0102]
另外，在本公开的一个方式所涉及的电力转换装置中，
[0103]
具备进行所述第一转换动作和所述第二转换动作的第一模式、以及进行除所述第一转换动作和所述第二转换动作以外的其他转换动作的第二模式，
[0104]
从所述逆变器部的调制率为第一阈值以下的所述第一模式的状态起，当所述逆变器部的调制率比所述第一阈值高时，转移到所述第二模式，
[0105]
从所述逆变器部的调制率比第二阈值高的所述第二模式的状态起，当所述逆变器部的调制率成为所述第二阈值以下时，转移到所述第一模式，
[0106]
所述第二阈值与所述第一阈值相等，或者所述第二阈值比所述第一阈值低规定值。
[0107]
根据本公开，通过根据相对于负载的增减具有相间关系的逆变器部的调制率来切换进行第一转换动作、第二转换动作的第一模式和进行其他转换动作的第二模式，从而能够根据负载进行效率良好的转换动作。另外，通过在第一模式与第二模式的切换中设置滞后，能够进行稳定的切换动作。
[0108]
另外，在本公开的一个方式所涉及的电力转换装置中，
[0109]
在所述第一模式中，设定与所述逆变器部的输出频率对应的所述直流电压指令值vdc*。
[0110]
根据本公开，通过设定与逆变器部的输出频率对应的直流电压指令值vdc*，减少第二区间相对于第一区间的比例，进一步降低第一区间中的向缓冲电路的充电电流的峰值电流，输入功率因数得到进一步改善，由来自缓冲电路的放电引起的电压下降的期间进一步变短，能够进一步提高部分负载效率。
[0111]
另外，在本公开的一个方式所涉及的电力转换装置中，
[0112]
在所述第一模式中，设定与所述逆变器部的调制率对应的所述直流电压指令值vdc*。
[0113]
根据本公开，通过设定与逆变器部的调制率对应的直流电压指令值vdc*，减少第二区间相对于第一区间的比例，进一步降低第一区间中的向缓冲电路的充电电流的峰值电流，输入功率因数得到进一步改善，由来自缓冲电路的放电引起的电压下降的期间进一步变短，能够进一步提高部分负载效率。
[0114]
另外，在本公开的一个方式所涉及的电力转换装置中，
[0115]
所述变流器部包含由开关元件构成的电桥电路，通过与所述单相交流电压同步地使所述各开关元件在所述第一转换动作的期间导通，在所述第二转换动作的期间断开，由此对所述单相交流电压进行同步整流而输出所述整流电压。
[0116]
根据本公开，与单相交流电压同步地使电桥电路的各开关元件在第一转换动作的期间导通，在第二转换动作的期间断开，由此对单相交流电压进行同步整流而从变流器部输出整流电压，因此即使在用于功率因数改善、高次谐波抑制等的电抗器中使用电感小的电抗器，也能够提高部分负载效率而抑制额定负载时的效率降低。
附图说明
[0117]
图1是本公开的第一实施方式的电力转换装置的电路图。
[0118]
图2是表示第一实施方式的电力转换装置的等效电路的图。
[0119]
图3a是表示第一实施方式的电力转换装置的等效电路的通流比的波形的图。
[0120]
图3b是表示第一实施方式的电力转换装置的等效电路的各部的平均电压波形以及平均电流波形的图。
[0121]
图3c是表示第一实施方式的电力转换装置的等效电路的各部的电流波形的图。
[0122]
图3d是表示第一实施方式的电力转换装置的等效电路的各部的瞬时电力波形的图。
[0123]
图4是表示第一实施方式的电力转换装置的各部的电压、电流的模拟波形的图。
[0124]
图5是表示第一实施方式的变形例的电力转换装置的各部的电压、电流的模拟波形的图。
[0125]
图6是第一实施方式的电力转换装置的控制装置的框图。
[0126]
图7是表示第一实施方式的电力转换装置的动作的图。
[0127]
图8是表示将第一实施方式的电力转换装置用于作为感应性负载的马达的驱动时的转速与转换效率的关系的图。
[0128]
图9是表示将第一实施方式的电力转换装置用于作为感应性负载的马达的驱动时
的转速与输入功率因数的关系的图。
[0129]
图10是表示将第一实施方式的电力转换装置用于作为感应性负载的马达的驱动使的转速与马达输入电压的关系的图。
[0130]
图11是本公开的第二实施方式的电力转换装置的电路图。
[0131]
图12是表示第二实施方式的电力转换装置的各部的电压、电流的模拟波形的图。
[0132]
图13是本公开的第三实施方式的电力转换装置的电路图。
[0133]
图14是本公开的第四实施方式的电力转换装置的电路图。
[0134]
图15是本公开的第五实施方式的电力转换装置的电路图。
[0135]
图16是表示第五实施方式的电力转换装置的各部的电压、电流的模拟波形的图。
[0136]
图17是表示电力转换装置中的电感与损耗的关系的图。
[0137]
图18是表示电力转换装置中的电感与峰值电流的关系的图。
具体实施方式
[0138]
以下，对实施方式进行说明。另外，在附图中，相同的参照标号表示相同部分或相当部分。
[0139]
【第一实施方式】
[0140]
图1是本公开的第一实施方式的电力转换装置的电路图。
[0141]
如图1所示，该第一实施方式的电力转换装置具备变流器部2、滤波器部3、缓冲电路4a、充电电路4b、电流阻止部4c、逆变器部5、控制装置10(图6所示)。另外，电力转换装置的变流器部2的正极输出端与第一电源线lh连接，变流器部2的负极输出端与第二电源线ll连接。第一电源线lh由一端与变流器部2的正极输出端连接的电源线部lh1、一端经由电抗器l3与电源线部lh1的另一端连接的电源线部lh2、以及一端经由二极管d43与电源线部lh2的另一端连接的电源线部lh3构成。
[0142]
变流器部2具备由与单相交流电源1连接的二极管d21～d24构成的桥式电路。二极管d21～d24对从单相交流电源1输入的单相交流电压vin进行单相全波整流而转换为整流电压，在第一电源线lh的电源线部lh1与第二电源线ll之间输出整流电压。对第一电源线lh的电源线部lh1施加比第二电源线ll高的电位。输入电流iin从单相交流电源1流入变流器部2。
[0143]
滤波器部3具备电抗器l3和电容器c3。电容器c3设置在第一电源线lh的电源线部lh2与第二电源线ll之间。电抗器l3连接在第一电源线lh的电源线部lh1与电源线部lh2之间，与电容器c3相比设置于变流器部2侧。电抗器l3和电容器c3构成所谓的lc滤波器。
[0144]
在此，电容器c3例如是薄膜电容器，具有比电解电容器的静电电容小的静电电容。这样的电容器c3几乎不对变流器部2输出的整流电压进行平滑化。因此，电容器c3的两端电压v3以与整流电压的脉动的周期相同的周期进行脉动。
[0145]
《缓冲电路的结构》
[0146]
缓冲电路4a连接在第一电源线lh的电源线部lh3与第二电源线ll之间，包含钳位二极管d42和与钳位二极管d42反向并联连接的晶体管sc。在此，晶体管sc例如是igbt(绝缘栅双极型晶体管)。晶体管sc在第一电源线lh的电源线部lh3与第二电源线ll之间，相对于电容器c4串联连接于电源线部lh3侧。这里，反向并联连接是指正向彼此相反的并联连接。
具体而言，晶体管sc的正向为从第二电源线ll朝向电源线部lh3的方向，钳位二极管d42的正向为从电源线部lh3朝向第二电源线ll的方向。
[0147]
缓冲电路4a在晶体管sc导通时输出与电容器c4的两端电压v4大致相同的电压。另外，在晶体管sc非导通时，直流链路电压vdclink成为与电容器c3的两端电压v3大致相同的电压。
[0148]
《充电电路的结构》
[0149]
充电电路4b包含二极管d40、电抗器l4和晶体管si。二极管d40的阴极连接在晶体管sc与电容器c4之间。电抗器l4连接在第一电源线lh的电源线部lh2与二极管d40的阳极之间。晶体管si连接在第二电源线ll与二极管d40的阳极之间。在晶体管si反向并联连接有二极管d41。由于第一电源线lh的电源线部lh2的电位比第二电源线ll的电位高，因此基本上电流不流过二极管d41。
[0150]
在为部分负载的情况下，充电电路4b将晶体管si断开，经由电抗器l4和二极管d40对电容器c4进行充电。
[0151]
此外，在为比部分负载大的负载的情况下，充电电路4b通过以规定的第四占空比dl使晶体管si导通，使来自变流器部2的整流电压(更详细而言为电容器c3的两端电压v3)升压而对电容器c4进行充电。此时，在电容器c4中产生比两端电压v3高的两端电压v4。具体而言，通过使电流从第一电源线lh的电源线部lh2经由晶体管si流向第二电源线ll，从而在电抗器l4中蓄积能量，然后，通过断开晶体管si，该能量经由二极管d40而蓄积于电容器c4。电容器c4的两端电压v4比两端电压v3高，因此基本上电流不流向钳位二极管d42。
[0152]
《电流阻止部的结构》
[0153]
电流阻止部4c设置在第一电源线lh的电源线部lh2、lh3之间且缓冲电路4a与滤波器部3之间，阻止电流从缓冲电路4a的电容器c4流向电容器c3。在该实施方式中，通过利用二极管d43实现电流阻止部4c，能够将滤波器部3设置于直流链路侧。在以下的实施方式中，变流器部2兼具该功能。在图1中，二极管d43的正向是从变流器部2朝向逆变器部5的方向。此外，电流阻止部4c也可以设置在第二电源线ll的缓冲电路4a与充电电路4b之间。
[0154]
《逆变器部的结构》
[0155]
变流器部2的正极输出端经由第一电源线lh的电源线部lh1、电抗器l3、电源线部lh2、二极管d43以及电源线部lh3与逆变器部5的正极输入端连接，变流器部2的负极输出端经由第二电源线ll与逆变器部5的负极输入端连接。该逆变器部5从输出端pu、pv、pw输出从对正极输入端和负极输入端施加的直流链路电压vdclink转换后的三相交流电压。
[0156]
逆变器部5包含开关元件sup、svp、swp、sun、svn、swn这6个开关元件。开关元件sup、svp、swp分别连接在输出端pu、pv、pw与第一电源线lh的电源线部lh3之间，开关元件sun、svn、swn分别连接在输出端pu、pv、pw与第二电源线ll之间。逆变器部5构成pwm控制的所谓电压型逆变器，包含二极管dup、dvp、dwp、dun、dvn、dwn这6个二极管。
[0157]
二极管dup、dvp、dwp、dun、dvn、dwn均将其阴极朝向第一电源线lh的电源线部lh3侧配置，将其阳极朝向第二电源线ll侧配置。二极管dup与开关元件sup并联连接在输出端pu与电源线部lh3之间。同样地，二极管dvp、dwp、dun、dvn、dwn分别与开关元件svp、swp、sun、svn、swn并联连接。
[0158]
例如，开关元件sup、svp、swp、sun、svn、swn采用igbt(绝缘栅双极型晶体管)。
[0159]
在该实施方式中，与逆变器部5的输出端pu、pv、pw连接的感应性负载是马达6，马达6根据来自逆变器部5的三相交流电压进行旋转。
[0160]
在所述电力转换装置中，在单相交流电压vin的瞬时值的绝对值高于直流电压指令值vdc*的第一区间中进行第一转换动作，并且通过整流电压对缓冲电路4a进行充电，在第一转换动作中，缓冲电路4a的输出端从第一电源线lh的电源线部lh3切断，以使从逆变器部5的电压饱和时的输出电压换算得到的直流电压与直流电压指令值vdc*相等的方式选择逆变器部5的pwm控制的开关模式，通过从变流器部2输出的整流电压向逆变器部5供给电力。
[0161]
另一方面，在单相交流电压vin的瞬时值的绝对值为直流电压指令值vdc*以下的第二区间中进行第二转换动作，在第二转换动作中，缓冲电路4a的输出端连接于第一电源线lh的电源线部lh3，以使从逆变器部5的电压饱和时的输出电压换算得到的直流电压与直流电压指令值vdc*相等的方式选择逆变器部5的pwm控制的开关模式，从缓冲电路4a向逆变器部5供给电力。
[0162]
在此，“从逆变器部5的电压饱和时的输出电压换算得出的直流电压”能够基于逆变器部5的调制率1下的输出电压来求出。该实施方式的逆变器部5的pwm控制方式为相电压控制，因此逆变器部5的直流电压成为逆变器部5的调制率1下的输出电压有效值的倍。另外，在逆变器部5的pwm控制方式为线间电压控制的情况下，逆变器部5的直流电压成为逆变器部5的调制率1下的输出电压有效值的倍。
[0163]
根据所述电力转换装置，通过配合电源周期交替地进行第一转换动作和第二转换动作而进行降压动作，在部分负载中将电源周期二分为第一区间和第二区间的情况下，来自缓冲电路4a的放电电荷减半，第一区间中的向缓冲电路4a的充电电流的峰值电流降低，输入功率因数得以改善，并且由来自缓冲电路4a的放电引起的电压下降的期间减半。由此，能够提高部分负载效率。
[0164]
另外，在所述电力转换装置中，通过充电电路4b，在第一区间中通过整流电压对缓冲电路4a进行充电，由此能够抑制经由充电电路4b以外的充电路径(d43以及d42)的充电电流的分流，能够降低充电损耗。
[0165]
《等效电路》
[0166]
如图2所示，所述电力转换装置由等效电路表示，该等效电路具有：电压源|vin|，其对单相交流电压vin进行转换而输出整流电压；第一开关srec，其一端与电压源|vin|的输出端连接，且以规定的第一占空比drec导通；第二开关sc，其一端与第一开关srec的另一端连接，以规定的第二占空比dc导通；电容器c4，其一端与第二开关sc的另一端连接，另一端与电压源|vin|的共公端连接；钳位二极管d42，其与第二开关sc并联连接；第三开关sz，其第一端与第一开关srec的另一端连接，第二端与电压源|vin|的公共端连接，第一端和第二端中的任意一方择一地与第三端导通，第一端与第三端以规定的第三占空比dz导通；以及电流源idc，其一端与第一开关srec的另一端连接，另一端与第三开关sz的第三端连接。
[0167]
由所述第三开关sz和电流源idc构成3相电压型的逆变器部5。另外，逆变器部5也可以是3n相电压型逆变器(n是2以上的整数)。
[0168]
另外，图2所示的电力转换装置具备：电抗器l4，其一端与电压源|vin|的输出端连接；二极管d40，其阳极与电抗器l4的另一端连接，阴极与电容器c4的第二开关sc侧连接；第四开关si，其一端与二极管d40的阳极连接，另一端与电压源|vin|的共公端连接，以规定的第四占空比dl导通。
[0169]
在图2所示的等效电路中，从变流器部2以及滤波器部3流向逆变器部5的电流等效地表示为经由第一开关srec的电流irec1。同样地，从电容器c4流向逆变器部5的放电电流等效地表示为流过第二开关sc的电流ic。在用于将直流电压控制为恒定的逆变器部5中，在输出端pu、pv、pw共同连接于第一电源线lh的电源线部lh3、第二电源线ll的一方时，经由逆变器部5流向马达6(感应性负载)的电流也等效地表示为经由第三开关sz的电流iz。伴随逆变器部5的pwm调制的同样的回流成分包含在电流源idc的标记中。在图2中示出构成充电电路4b的电抗器l4、二极管d40和开关si，标记有流过电抗器l4的电流il。
[0170]
另外，在图2的等效电路中，滤波器部3的输出电压由电压源|vin|表示。电压源|vin|对变流器部2输出的整流电压(＝交流电压vin的绝对值)进行输出。即，等效电路基于如下思想：当电流从变流器部2流向逆变器部5时(第一开关srec导通时)，整流电压被输入到逆变器部5。
[0171]
在该等效电路中，将第一开关srec、第二开关sc、第三开关sz导通的各个占空比设为第一占空比drec、第二占空比dc、第三占空比dz时，以下关系成立。
[0172]
drec dc dz＝1
[0173]
另外，从图2可知，流过变流器部2的电流irec与导通第一开关srec的电流irec1和流过电抗器l4的电流il之和相等。另外，由于电流irec1由第一占空比drec与直流电流idc之积来表示，因此，如所述式所示，电流irec由drec
·
idc与电流il之和来表示。
[0174]
另外，电流irec1、ic、iz分别是对直流电流idc乘以第一占空比drec、第二占空比dc、第三占空比dz而得到的值。因此，电流irec1、ic、iz是第一开关srec、第二开关sc、第三开关sz的开关周期中的平均值。另外，电流il也同样是开关si的开关周期中的平均值。
[0175]
另外，直流电流idc是第一开关srec、第二开关sc、第三开关sz分别导通的电流irec1、ic、iz的总和，因此下式成立。
[0176]
[数学式6]
[0177][0178]
因此，能够将第一占空比drec、第二占空比dc、第三占空比dz视为直流电流idc相对于各电流irec1、ic、iz的电流分配率。
[0179]
在所述电压源|vin|的瞬时值高于直流电压指令值vdc*的第一区间中进行第一转换动作，并且通过整流电压经由钳位二极管d42对电容器c4进行充电，在第一转换动作中，第二开关sc断开，以使输入到电流源idc的直流电压vdc与直流电压指令值vdc*相等的方式选择第一占空比drec和第三占空比dz，从电压源|vin|向电流源idc供给电力。
[0180]
另一方面，在电压源|vin|的瞬时值为直流电压指令值vdc*以下的第二区间中进行第二转换动作，在第二转换动作中，第一开关srec断开，以使输入到电流源idc的直流电压vdc与直流电压指令值vdc*相等的方式选择第二占空比dc和第三占空比dz，从电容器c4
向电流源idc供给电力。
[0181]
在此，若将从第一开关srec输出的平均电压设为vrec，将从第二开关sc输出的平均电压设为vc，则输入至电流源idc的直流电压vdc由下式表示。
[0182]
vdc＝vrec
·
drec vc
·
dc
[0183]
另外，在所述电力转换装置中，在比部分负载大的负载中，通过以规定的第四占空比dl导通的第四开关si，对经由电抗器l4和二极管d40被充电的电容器c4的充电电压进行升压，通过升压动作来提高电压利用效率的转换动作能够与第一转换动作、第二转换动作独立地进行。
[0184]
在所述结构的电力转换装置中，作为不经由缓冲电路4a而从变流器部2流动的电流的占空比的第一占空比drec、作为经由缓冲电路4a流过的电流的占空比的第二占空比dc、以及作为在逆变器部5中流过零相电流的占空比的第三占空比dz，满足以下条件，
[0185]
drec dc dz＝1
[0186]
并且，当单相交流电压vin的最大值设为vm、单相交流电压vin的角速度设为ω、时间设为t时，第一区间中的第一占空比drec和第二占空比dc由下式表示，
[0187]
[数学式7]
[0188][0189]
d＝0
[0190]
第二区间的期间中的第一占空比drec和第二占空比dc由下式表示，
[0191]
[数学式8]
[0192]
d＝0
[0193]
rec
[0194][0195]
逆变器部5基于相电压指令值vu*、vv*、vw*和第一占空比drec、第二占空比dc以及第三占空比dz进行pwm控制(参照图7)。
[0196]
在此，单相交流电压vin的瞬时值的绝对值比直流电压指令值vdc*高的第一区间和单相交流电压vin的瞬时值的绝对值为直流电压指令值vdc*以下的第二区间的边界相位角由下式表示。
[0197]
[数学式9]
[0198][0199]
例如，若将直流电压指令值vdc*设为(vm为单相交流电压vin的最大值)，则边界相位角为45deg。
[0200]
根据所述电力转换装置，通过以满足第一转换动作的期间和第二转换动作的期间中的第一占空比drec、第二占空比dc和第三占空比dz的所述条件的方式配合电源周期交替
地进行第一转换动作和第二转换动作，能够提高部分负载效率。
[0201]
图3a表示图2所示的电力转换装置的等效电路的通流比的波形，图3b表示所述电力转换装置的等效电路的各部的平均电压波形及平均电流波形，图3c表示所述电力转换装置的等效电路的各部的电流波形，图3d表示所述电力转换装置的等效电路的各部的瞬时电力波形。在图3a～图3d中，drec为第一占空比，dc为第二占空比，dz为第三占空比，vrec为从第一开关srec输出的平均电压，vc为从第二开关sc输出的平均电压，idc为输入到电流源idc的平均电流，irec1为第一开关srec的输入电流，ic为第二开关sc的输入电流，irec为电压源|vin|的输入电流，il为电抗器l4的输入电流，pin为来自电压源|vin|的瞬时电力，pdc为向电流源idc供给的瞬时电力，pbuf为从电容器c4向电流源idc供给的瞬时电力。
[0202]
在此，将直流电压指令值vdc*设为(vm是单相交流电压vin的最大值)。在图3a～图3d中，第一转换动作(充电)的第一区间为45deg～135deg、225deg～315deg，第二转换动作(放电)的第二区间为0deg～45deg、135deg～225deg、315deg～360deg。
[0203]
另外，图4表示图1所示的电力转换装置的各部分的电压、电流的模拟波形。在图4中，直接转换是第一转换动作(充电)的第一区间，间接转换是第二转换动作(放电)的第二区间。另外，在图4中，vin是单相交流电压，vdclink是输入到逆变器部5的直流链路电压，v3是滤波器部3的电容器c3的两端电压，idclink是输入到逆变器部5的电流，i4是流过电流阻止部4c的二极管d43的电流，id40是流过二极管d40的电流，ic4是流过缓冲电路4a的电容器c4的电流，idc0是输入到充电电路4b的电流，ic3是流过滤波器部3的电容器c3的电流，iin是变流器部2的输入电流。
[0204]
《变形例》
[0205]
图5表示第一实施方式的变形例的电力转换装置的各部分的电压、电流的模拟波形。在该变形例中，将直流电压指令值vdc*设为0.5vm(vm是单相交流电压vin的最大值)。边界相位角为30deg。
[0206]
在图5中，第一转换动作(充电)的第一区间为30deg～150deg、210deg～330deg，第二转换动作(放电)的第二区间为0deg～30deg、150deg～210deg、330deg～360deg。在该变形例中，通过将直流电压指令值vdc*设为0.5vm与直流电压指令值vdc*为时相比，减少了第二区间相对于第一区间的比例。
[0207]
《控制装置的结构》
[0208]
图6是第一实施方式的电力转换装置的控制装置10的框图。如图6所示，控制装置10具备逆变器控制部101、放电控制部102、充电控制部103。
[0209]
逆变器控制部101基于第一占空比drec、第二占空比dc以及相电压指令值vu*、vv*、vw*，输出逆变器控制信号ssup、ssvp、sswp、ssun、ssvn、sswn。逆变器控制信号ssup、ssvp、sswp、ssun、ssvn、sswn分别控制逆变器部5的开关元件sup、svp、swp、sun、svn、swn的动作。
[0210]
另外，逆变器控制部101具有输出电压指令生成部1011、振幅调制指令部1012、积和运算部1013、比较部1014、逻辑运算部1015、载波生成部1016。输出电压指令生成部1011
基于相位θ(＝ωt)、q轴电流iq、d轴电流id、旋转角速度ωm及其指令值ωm*，生成相电压指令值vu*、vv*、vw*。振幅调制指令部1012基于第一占空比drec和第二占空比dc来控制积和运算部1013的动作。积和运算部1013进行相电压指令值vu*、vv*、vw*与第一占空比drec和第二占空比dc的积和运算，生成信号波m。比较部1014将信号波m与载波ca2的值的比较结果向逻辑运算部1015输出。逻辑运算部1015对比较部1014的比较结果进行逻辑运算，输出逆变器控制信号ssup、ssvp、sswp、ssun、ssvn、sswn。
[0211]
放电控制部102具有占空比运算部1021、比较器1022。占空比运算部1021基于相位θ、振幅vm、电容器c4的两端电压vc(在图1中为v4)以及直流电压指令值vdc*，生成第一占空比drec以及第二占空比dc。比较器1022将第二占空比dc与载波ca1进行比较，生成使开关sc导通的放电开关信号ssc。
[0212]
充电控制部103具有振幅决定部103a、充电指令生成部103b、充电动作控制部103c。该充电控制部103生成在部分负载中使开关si始终断开的充电开关信号ssl。
[0213]
振幅决定部103a包含减法器1031和比例积分控制器1032。减法器1031根据两端电压vc以及平均电压指令值vc*求出偏差δvc。比例积分控制器1032对偏差δvc进行比例积分控制来决定振幅im。振幅im对相电压指令值vu*、vv*、vw*产生影响，逆变器部5的动作受到相电压指令值vu*、vv*、vw*的影响，使偏差δvc减小。充电指令生成部103b包含充电波形表1033和乘法器1034。充电波形表1033输入分配率k和相位θ(＝ωt)，输出关于相位θ的函数f(θ)(＝f(ωt))。乘法器1034将振幅im与函数f(ωt)相乘，决定充电指令il*。充电动作控制部103c基于充电指令il*以及电抗器l4的两端的电压vl，来控制充电电路4b的动作。详细而言，以使流过电抗器l4的电抗器电流il成为与充电指令il*对应的电抗器电流指令il*的方式，生成控制开关si的充电开关信号ssl。
[0214]
接着，根据图7对第一实施方式的电力转换装置的控制装置10的动作进行说明。
[0215]
在控制装置10中对从载波生成部1016输出的载波ca1与第二占空比dc进行比较。载波ca1是以周期ts重复的锯齿波形。
[0216]
载波ca1成为第二占空比dc以下的期间为期间tc，载波ca1成为第二占空比dc以上的期间为期间trec’。以使在载波ca1为第二占空比dc以下时开关sc导通的方式，对开关sc进行开闭。
[0217]
另外，设载波ca1成为值(dc dz/2)以上且值(drec dc dz/2)以下的期间为trec，载波ca1为第二占空比dc以上且值(dc dz/2)以下、或者值(drec dc dz/2)以上且值1(drec dc dz)以下的期间为tz/2。
[0218]
另外，从载波生成部1016输出的载波ca2在期间tc中与电压指令值dc(1-vu*)、dc(1-vv*)、dc(1-vw*)进行比较。载波ca2在期间tc中将第二占空比dc设为最大值。载波ca2在期间trec中与电压指令值dz drec(1-vu*)、dz drec(1-vv*)、dz drec(1-vw*)进行比较。载波ca2在期间trec中将放电辅助占空比(1-dc)(＝dz drec)设为最大值。
[0219]
这样，使用电压指令值，逆变器部5在周期ts中的期间tc、trec的任一者中均基于在比(1-vu*):(vu*-vv*):(vv*-vw*)的期间中采用的电压矢量v0、v4、v6进行动作。
[0220]
进而，逆变器部5通过在包含缓冲电路4a换流的定时的区间(包含期间tz/2)中采用电压矢量v0，而在不流过直流电流idclink的状态下缓冲电路4a进行换流。
[0221]
此外，在图7中，载波ca1可以是倾斜相反即逐渐下降的倾斜，载波ca1可以是三角
波。
[0222]
图8表示将第一实施方式的电力转换装置用于作为感应性负载的马达6的驱动时的转速与转换效率的关系，图9表示将所述电力转换装置用于马达6的驱动时的转速与输入功率因数的关系，图10表示将所述电力转换装置用于马达6的驱动时的转速与马达输入电压的关系。在图8中，横轴表示转速[rps]，纵轴表示转换效率。另外，在图9中，横轴表示转速[rps]，纵轴表示输入功率因数。另外，在图10中，横轴表示转速[rps]，纵轴表示马达输入电压[vmean]。
[0223]
在图8～图10中，黑色圆形标记(
●
)是在第一实施方式的电力转换装置中进行将直流电压指令值vdc*设为0.7vm的转换动作的情况，白色圆形标记(
○
)是在第一实施方式的电力转换装置中进行将直流电压指令值vdc*设为0.5vm的转换动作的情况。另外，白色三角标记(
△
)是不使用缓冲电路而通过二极管电桥电路进行全波整流动作的电力转换装置的情况。
[0224]
另外，在图8～图10中，黑色三角标记(
▲
)是使用了现有的半周期开关方式(参照日本专利第5629885号)和连续开关方式(参照日本专利第5804167)的情况(在图10中为“现有方式”)。在此，在小于转速50rps的轻负载的低速区域中以半周期开关方式进行转换动作，在转速50rps以上的负载大的中高速区域中以连续开关方式进行转换动作。
[0225]
如图8、图9所示，第一实施方式的电力转换装置与现有的电力转换装置、全波整流动作相比转换效率提高，输入功率因数比现有的电力转换装置稍差，但与全波整流动作相比大幅改善。
[0226]
这样，在小于转速50rps的轻负载的低速区域中，第一实施方式的电力转换装置中的输入功率因数能够改善0.1点～0.2点，转换效率能够改善0.5％～1.0％，能够有助于整年效率的改善。
[0227]
另外，如图10所示，在电压利用率为0.7(vdc*为0.7vm)和0.5(vdc*为0.5vm)时，在电源电压为200v的情况下，在50rps、40rps附近电力转换装置的输出电压饱和，因此切换为例如以50rps以上进行连续开关方式的转换动作的控制，降低马达电流的运转方法在效率方面是有利的。
[0228]
因此，在本公开的第一实施方式的电力转换装置中，具备进行第一转换动作、第二转换动作的第一模式和进行连续开关方式(日本专利第5804167)的转换动作的第二模式。
[0229]
从逆变器部5的输出频率为第一阈值(例如50rps)以下的第一模式的状态起，当逆变器部5的输出频率比第一阈值(例如50rps)高时，转移到第二模式，从逆变器部5的输出频率比第二阈值(例如50rps)高的第二模式的状态起，当逆变器部5的输出频率为第二阈值(例如50rps)以下时，转移到第一模式。
[0230]
这样，通过根据相对于负载的增减具有相间关系的逆变器部5的输出频率来切换进行第一转换动作、第二转换动作的第一模式以及进行连续开关方式的转换动作的第二模式，从而能够根据负载进行效率良好的转换动作。
[0231]
此外，通过使第二阈值比第一阈值低预定值(例如5rps)，在第一模式与第二模式的切换中设置滞后，能够进行稳定的切换动作。
[0232]
另外，在第一实施方式中，根据相对于负载的增减具有相间关系的逆变器部5的输出频率来切换第一模式和第二模式，但也可以根据相对于负载的增减具有相间关系的逆变
器部5的调制率来进行切换。在该情况下，能够根据负载进行效率良好的转换动作。另外，通过在第一模式与第二模式的切换中设置滞后，能够进行稳定的切换动作。
[0233]
另外，在第一实施方式的电力转换装置中，设定与逆变器部5的输出频率对应的直流电压指令值vdc*，例如，通过将直流电压指令值vdc*设为减少第二区间相对于第一区间的比例，进一步降低第一区间中的向缓冲电路4a的充电电流的峰值电流，输入功率因数得到进一步改善，由来自缓冲电路4a的放电引起的电压下降的期间进一步变短，能够进一步提高部分负载效率。
[0234]
另外，在所述第一模式中，可以设定与逆变器部5的调制率相应的直流电压指令值vdc*。在该情况下，通过设定与逆变器部的调制率相应的直流电压指令值vdc*并减少第二区间相对于第一区间的比例，进一步降低第一区间中的向缓冲电路4a的充电电流的峰值电流，输入功率因数得到进一步改善，由来自缓冲电路4a的放电引起的电压下降的期间进一步变短，能够进一步提高部分负载效率。
[0235]
以下，对现有的半周期开关方式(参照日本专利第5629885号)和连续开关方式(参照日本专利第5804167)进行简单说明。
[0236]
《半周期开关方式》
[0237]
在半周期开关方式(参照日本专利第5629885号)中，通过在每个半周期中由缓冲电路对脉动功率pbuf进行充放电来减轻电力脉动，并且进行仅将稳态电力供给到逆变器部的转换动作。半周期开关方式的电力转换装置中的转换动作的控制在日本专利第5629885号中是公知的，因此省略详细的说明。
[0238]
《连续开关方式》
[0239]
在连续开关方式(参照日本专利第5804167)中，与半周期开关方式不同，在电源相位中不设定排他性的期间，通过连续地由缓冲电路进行充放电，进行电压利用率高的转换动作。连续开关方式的电力转换装置中的转换动作的控制在日本专利第5629885号中是公知的，因此省略详细的说明。
[0240]
该连续开关方式的转换动作在图1、图2所示的电力转换装置中通过具有与第一模式的第一转换动作、第二转换动作组合的第二模式，能够根据负载进行效率良好的转换动作。
[0241]
此外，在所述第一实施方式中，根据相对于负载的增减具有相间关系的逆变器部5的输出频率来切换第一模式和第二模式，但本发明的电力转换装置也可以是仅在部分负载的区域中以第一模式进行动作的电力转换装置。
[0242]
另外，图1所示的电路图所表示的电力转换装置是表示本公开的电力转换装置的结构的一例，但本公开的电力转换装置只要是具备由图2所示的等效电路表示的电路的电力转换装置即可。
[0243]
【第二实施方式】
[0244]
图11是本公开的第二实施方式的电力转换装置的电路图。该第二实施方式的电力转换装置除滤波器部3之外具有与第二实施方式的电力转换装置相同的结构。
[0245]
在该第二实施方式的电力转换装置中，如图11所示，变流器部2经由滤波器部3与单相交流电源1连接。滤波器部3具备电抗器l3和电容器c3。电抗器l3设置在单相交流电源1
的一个输出端与变流器部2的一个输入端之间。电容器c3设置在单相交流电源1的2个输出端之间。滤波器部3将电流的高频成分去除。
[0246]
所述第二实施方式的电力转换装置进行与第一实施方式的电力转换装置同样的第一转换动作和第二转换动作。
[0247]
所述第二实施方式的电力转换装置具有与第一实施方式的电力转换装置相同的效果。另外，在第二实施方式的电力转换装置中，通过单相交流电源1侧的滤波器部3输入到充电电路4b的电流idc0和电容器c3的超前电流ic3之和成为输入电流，因此输入功率因数得以改善。
[0248]
图12表示第二实施方式的电力转换装置的各部分的电压、电流的模拟波形。在图12中，直接转换是第一转换动作(充电)的第一区间，间接转换是第二转换动作(放电)的第二区间。另外，在图12中，vin是单相交流电压，vdclink是输入到逆变器部5的直流链路电压，v3是滤波器部3的电容器c3的两端电压，idclink是输入到逆变器部5的电流，i4是在第一电源线lh中从充电电路4b流向缓冲电路4a的电流，id40是流过二极管d40的电流，ic4是流过缓冲电路4a的电容器c4的电流，idc 0是输入到充电电路4b的电流，ic3是流过滤波器部3的电容器c3的电流，iin是变流器部2的输入电流。
[0249]
在图12中，将直流电压指令值vdc*设为(vm为单相交流电压vin的最大值)，第一转换动作(充电)的第一区间为45deg～135deg、225deg～315deg，第二转换动作(放电)的第二区间为0deg～45deg、135deg～225deg、315deg～360deg。
[0250]
另外，在所述第二实施方式的电力转换装置的结构中，也能够进行半周期开关方式(参照日本专利第5629885号)的转换动作。
[0251]
【第三实施方式】
[0252]
图13是本公开的第三实施方式的电力转换装置的电路图。该第三实施方式的电力转换装置除整流部7和电路结构之外具有与第二实施方式的电力转换装置相同的结构。
[0253]
在该第三实施方式的电力转换装置中，滤波器部3经由整流部7与缓冲电路4a的输入侧的第一电源线lh连接。整流部7对从单相交流电源1输入的单相交流电压vin进行单相全波整流而输出整流电压。
[0254]
充电电路4b的电抗器l4侧的一端经由第三电源线lh4与变流器部2的正极输出端连接。在变流器部2的负极输出端经由第二电源线ll连接有充电电路4b的另一端。
[0255]
在所述第三实施方式的电力转换装置中，具备与第一实施方式的电力转换装置同样的进行第一转换动作、第二转换动作的第一模式和进行连续开关方式(日本专利第5804167)的转换动作的第二模式。
[0256]
从逆变器部5的输出频率为第一阈值(例如50rps)以下的第一模式的状态起，当逆变器部5的输出频率比第一阈值(例如50rps)高时，转移到第二模式，从逆变器部5的输出频率比第二阈值(例如50rps)高的第二模式的状态起，当逆变器部5的输出频率为第二阈值(例如50rps)以下时，转移到第一模式。
[0257]
此外，在为比部分负载大的负载的第二模式的情况下，充电电路4b对来自变流器部2的直流电压进行升压，将升压后的直流电压施加于电容器c4。
[0258]
这样，通过根据相对于负载的增减具有相间关系的逆变器部5的输出频率来切换
进行第一转换动作、第二转换动作的第一模式以及进行连续开关方式的转换动作的第二模式，从而能够根据负载进行效率良好的转换动作。
[0259]
此外，通过使第二阈值比第一阈值低预定值(例如5rps)，在第一模式与第二模式的切换中设置滞后，能够进行稳定的切换动作。
[0260]
另外，在第三实施方式中，根据相对于负载的增减具有相间关系的逆变器部5的输出频率来切换第一模式和第二模式，但也可以根据相对于负载的增减具有相间关系的逆变器部5的调制率来进行切换。在该情况下，能够根据负载进行效率良好的转换动作。另外，通过在第一模式与第二模式的切换中设置滞后，能够进行稳定的切换动作。
[0261]
所述第三实施方式的电力转换装置具有与第二实施方式的电力转换装置相同的效果。
[0262]
【第四实施方式】
[0263]
图14是本公开的第四实施方式的电力转换装置的电路图。
[0264]
如图14所示，该第四实施方式的电力转换装置具备滤波器部3、变流器部12、缓冲电路4a、逆变器部5以及控制装置(未图示)。另外，电力转换装置的变流器部12的正极输出端与第一电源线lh连接，变流器部12的负极输出端与第二电源线ll连接。
[0265]
变流器部12经由滤波器部3与单相交流电源1连接。滤波器部3具备电抗器l3、电容器c3以及开关sw。电抗器l3连接在单相交流电源1的2个输出端中的一方与变流器部12之间。电容器c3和开关sw串联连接在单相交流电源1的2个输出端之间。滤波器部3将电流的高频成分去除。此外，在该电力转换装置中，为了作为第二模式而作为pwm转换器进行动作，通过打开开关sw将电容器c3切断，从而使电抗器l3作为互连电抗器发挥功能。此时，缓冲电路4a使开关sc成为导通状态，电容器c4作为平滑电路发挥功能。
[0266]
变流器部12具备开关元件ssp、开关元件ssn、开关元件srp以及开关元件srn。变流器部12的输入侧与单相交流电源1连接，输出侧与第一电源线lh和第二电源线ll连接。另外，变流器部12的开关元件ssp、ssn、srp、srn构成电桥电路。
[0267]
开关元件ssp、ssn、srp、srn例如是mosfet(metal oxide semiconductor field effect transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)，通过控制装置来控制接通/断开。此外，通过在开关元件ssp、ssn、srp、srn中使用mosfet，在作为第二模式的pwm转换器进行动作时，由于能够高速地进行开关，因此具有能够降低开关损耗的优点。另外，开关元件ssp、ssn、srp、srn在其内部具有寄生二极管。寄生二极管是存在于开关元件ssp、ssn、srp、srn的源极与漏极之间的pn结的部分。
[0268]
另外，优选开关元件ssp、ssn、srp、srn的饱和电压(接通状态下的漏极
·
源极间电压)比寄生二极管的正向的电压下降低。由此，与电流流过寄生二极管相比，在电流流过开关元件ssp、ssn、srp、srn的源极
·
漏极时，电压下降变小，能够降低导通损耗。即，与在断开状态的开关元件ssp中电流流过寄生二极管相比，电流流过导通状态的开关元件ssp时的导通损耗变小。另外，对于其他开关元件ssn、srp、srn也是同样的。
[0269]
在所述电力转换装置中，缓冲电路4a的电容器c4不经由第一实施方式那样的充电电路4b而被充电。
[0270]
所述第四实施方式的电力转换装置在进行与第一实施方式的电力转换装置同样的第一转换动作和第二转换动作的同时，通过变流器部12的桥式电路进行基于同步整流的
全波整流。详细而言，变流器部2与单相交流电压vin同步地使各开关元件ssp、ssn、srp、srn中的1对在第一转换动作的期间接通，在第二转换动作的期间全部断开，由此对单相交流电压vin进行同步整流而输出整流电压。
[0271]
由此，所述电力转换装置具有与第二实施方式的电力转换装置同样的效果，并且轻负载时的损耗降低，与二极管桥电路相比，轻负载时的效率得到改善。
[0272]
【第五实施方式】
[0273]
图15是本公开的第五实施方式的电力转换装置的电路图。第五实施方式的电力转换装置除电容器c3和缓冲电路4a之外具有与第四实施方式的电力转换装置相同的结构。
[0274]
如图15所示，该第五实施方式的电力转换装置具备变流器部12、缓冲电路4a、逆变器部5以及控制装置(未图示)。另外，电力转换装置的变流器部12的正极输出端与第一电源线lh连接，变流器部12的负极输出端与第二电源线ll连接。
[0275]
在单相交流电源1的一个输出端经由电抗器l3连接有变流器部12的一个输入端。在单相交流电源1的另一个输出端连接有变流器部12的另一个输入端。在变流器部12的正极输出端与负极输出端之间连接有电容器c3。
[0276]
缓冲电路4a在第一电源线lh和第二电源线ll之间具有从第一电源线lh起依次串联连接的电容器c1、晶体管sc和电容器c2。另外，缓冲电路4a具有：钳位二极管d42，其与晶体管sc反向并联连接；二极管d43，其阴极与电容器c1和晶体管sc的连接点连接，阳极与第二电源线ll连接；以及二极管d44，其阳极与电容器c2和晶体管sc的连接点连接，阴极与第一电源线lh连接。该缓冲电路4a使用所谓的快速填充电路(填谷电路)而构成。
[0277]
在此，晶体管sc在作为第二模式而作为pwm转换器进行动作时，使sc成为导通状态，电容器c4作为平滑电路发挥功能，但由于作为电压源而并联地存在滤波器用的电容器c3，因此与第四实施方式不同，在第一模式中无法切换。在此，在第二模式中电容器c1和电容器c2的串联电位以及电容器c3的电位从电源峰值升压后，通过接通晶体管sc，能够避免电容器彼此的短路电流。
[0278]
图16表示第五实施方式的电力转换装置的各部分的电压、电流的模拟波形。在图16中，直接转换是第一转换动作(充电)的第一区间，间接转换是第二转换动作(放电)的第二区间。另外，在图16中，vin是单相交流电压，vdclink是输入到逆变器部5的直流链路电压，idclink是输入到逆变器部5的电流，ic1是流过电容器c1的电流，idc0是输入到充电电路4b的电流，ic3是流过滤波器部3的电容器c3的电流，iin是变流器部2的输入电流。
[0279]
在图16中，直流电压指令值vdc*为0.5vm(vm为单相交流电压vin的最大值)，第一转换动作(充电)的第一区间为30deg～150deg、210deg～330deg，第二转换动作(放电)的第二区间为0deg～30deg、150deg～210deg、330deg～360deg。
[0280]
图17表示第五实施方式的电力转换装置中的形成滤波器电路的电抗器的电感与损耗的关系，图18表示所述电感与峰值电流的关系。在图17、图18中，作为向房间空调200v机种的最大输入20a应用而进行试算。在此，将形成电抗器和滤波电路的电容器的容量设为1000μf，负载是以550w作为中大型室内空调的中间运转区域中的代表值进行试算的。
[0281]
在图17、图18中，在使用二极管桥电路的以往的电力转换装置中，用“二极管整流”表示相对于与单相交流电源连接的电抗器的电感的损耗[w]，在使用基于mosfet的电桥电路进行同步整流的以往的电力转换装置中，用“mosfet同步整流”表示相对于与单相交流电
源连接的电抗器的电感的损耗[w]，在第五实施方式的电力转换装置中，用“mosfet同步整流 本发明”表示相对于电抗器l3的电感的损耗[w]。
[0282]
图17是基于静态特性计算出电桥电路的损耗的结果，与图18所示的特性相比，峰值电流值越低且功率因数越高，同步整流效果越大。
[0283]
另外，在第五实施方式的电力转换装置中，如图17所示，在将电抗器l3的电感设为较小值的情况下，也能够在改善了部分负载时的效率的基础上避免最大负载时的效率降低，从而能够确保从部分负载到最大负载为止的较宽的运转范围。
[0284]
对本公开的具体实施方式进行了说明，但本公开并不限定于所述第一实施方式～第五实施方式，能够在本公开的范围内进行各种变更来实施。例如，也可以将所述第一实施方式～第五实施方式中记载的内容适当组合而得到的方式作为本公开的一个实施方式。
[0285]
标号说明
[0286]
1：单相交流电源；2、12：变流器部；3：滤波器部；4a：缓冲电路；4b：充电电路；4c：电流阻止部；5：逆变器部；6：马达(感应性负载)；10：控制装置；101：逆变器控制部；102：放电控制部；103：充电控制部；c3：电容器；c4：电容器；d21～d24：二极管；d41：二极管；d42：钳位二极管；d43：二极管；d40：二极管；dup、dvp、dwp、dun、dvn、dwn：二极管；idc：电流源；l3：电抗器；l4：电抗器；lh：第一电源线；ll：第二电源线；lh4：第三电源线；sc：晶体管(第二开关)；si：晶体管(第四开关)；srec：第一开关；ssp、ssn、srp、srn：开关元件；sup、svp、swp、sun、svn、swn：开关元件；sz：第三开关；|vin|：电压源。