用于改变反相器的输出PWM控制的设备和方法与流程

本公开涉及用于控制反相器的设备和方法。明确地说，本公开涉及用于可用于例如无线充电等应用中的此类反相器的脉宽调制(PWM)控制。

背景技术

反相器将DC电力转换为AC电力。其应用范围很广泛。用于此类反相器的控制器通常使用以比输出频率高得多的频率操作的脉宽调制(PWM)。PWM的一个变体为所谓的正弦PWM(SPWM)，其中脉冲的宽度在输出的周期内以正弦方式改变。脉宽还可能需要随着电感器上的负载改变而“实时地”调整。当然，可能不需要AC电力是纯正弦的，而是可以呈马蹄形，也就是正弦AC的低谐波含量近似，其中电压峰值平滑反相，或呈梯形波形，也就是正弦AC的直线近似；以下描述将参考SPWM，但是本公开扩展到变化的输出PWM的其它波形。

在一些应用中，AC频率可能相对较高-在此上下文中，可能为数百kHz至几MHz。此类应用的例子为无线充电，其中AC电力通常借助于电感耦合从充电器侧的初级线圈传送到充电侧的次级线圈。在此类无线充电应用中，AC电力的频率，在本文中也称为系统调制频率，可能高达1或2MHz。

高频率对于SPWM控制，且尤其对于数字SPWM控制引入挑战。

技术实现要素：

根据本公开的第一方面，提供一种提供对至少包括第一开关和第二开关的反相器的改变的数字输出脉宽调制PWM控制的方法，所述方法包括：以系统调制频率生成第一二元控制信号；生成载波频率为所述系统调制频率的整数M倍且具有周期性改变的占空比的第二二元控制信号；其中生成所述第二二元控制信号包括：提供复位频率为所述调制频率的整数K倍的周期性计数器；在第一模块中计算所述第二控制信号的多个即M个断开时刻；对于所述断开时刻中的每一个，确定对应断开计数器值和对应计数器序列值；在第二模块中提供K个存储器位置；将每个断开计数器值存储在对应于相应计数器序列的相应存储器位置中；将虚拟值存储在其余存储器位置中的每一个中；以及依序且周期性地将所述存储器位置的内容传送到至少一个PWM值寄存器；所述方法进一步包括，对于对应于所述系统调制频率的周期的一半：将所述第一二元控制信号提供到所述第一开关；以及通过读取所述至少一个PWM值寄存器而将所述第二二元控制信号提供到所述第二开关。

由此，可有可能减小确定断开控制反相器的一个或多个电力开关的正确时刻所需的处理时间或努力。

在一个或多个实施例中，提供至少K个存储器位置包括提供2K个存储器位置；且所述方法进一步包括：在所述第一模块中计算所述第二控制信号的多个即M个接通时刻；在所述第二模块中提供另外K个存储器位置；对于所述接通时刻中的每一个，确定对应接通计数器值和对应计数器序列值，以及将每个接通计数器值存储在对应于相应计数器序列的相应存储器位置中。由此，可有可能减小确定接通控制反相器的一个或多个电力开关的正确时刻所需的处理时间或努力。

在一个或多个实施例中，所述K个存储器位置为直接存储器存取DMA模块的部分，或所述2K个存储器位置为直接存储器存取DMA模块的部分。通过使用DMA模块，可有可能进一步提高处理效率。

在一个或多个实施例中，所述改变的输出PWM为正弦PWM。此可为特别适用的，因为大部分AC波形为正弦或大致正弦。然而，在其它实施例中，AC波形的改变的输出可不同，例如但不限于梯形或三角形。

在一个或多个实施例中整数K倍为二的N次幂，2^N。此可特别简单，因为因为在此类实施例中，M个接通时刻和M个断开时刻的映射可与K一一对应。

在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：生成第三二元控制信号并将其提供到第三开关；以及生成第四二元控制信号并将其提供到第四开关，其中所述第三二元控制信号与所述第一二元控制信号互补，且所述第四二元控制信号与所述第二二元控制信号互补。此可促进单极正弦SPWM的一个实施方案。

在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括，对于对应于所述系统调制频率的周期的另一半：将所述第一二元控制信号提供到第一开关；将所述第三二元信号提供到所述第四开关；通过读取所述至少一个PWM值寄存器而将所述第二二元控制信号快速提供到第二开关；以及将所述第四二元信号提供到所述第三开关。此可促进单极正弦SPWM的另一实施方案。

在一个或多个实施例中，将所述存储器位置的内容周期性地传送到至少一个PWM值寄存器包括将四个存储器位置的内容传送到四个PWM值寄存器中的一个相应PWM值寄存器，且随后将四个其它存储器位置的内容传送到所述四个PWM值寄存器中的相应PWM值寄存器。此类步骤可实现DMA存储器传送的高效使用。

在一个或多个实施例中，对于所述切换时刻中的每一个确定对应计数器值和对应计数器序列值的步骤至少部分地与将四个存储器位置的内容传送到四个PWM值寄存器中的一个相应PWM值寄存器的所述步骤同时进行。

在一个或多个实施例中，所述方法可进一步包括改变所述调制频率的频率。改变所述调制频率的频率可实现两个装置之间的频移键控FSK通信，尤其是在AC电力用于例如汽车或通信装置的无线充电且需要在充电器与被充电装置之间提供通信的应用中。本公开的实施例可以方便的方式实现此目的。在一个或多个实施例中，所述方法可进一步包括通过改变所述计数器复位时的最大计数器值来对数据进行频移键控FSK编码，由此改变所述调制频率的频率。

根据本公开的第二方面，提供用于反相器的控制器，反相器包括第一开关和第二开关且被配置成借助于处于系统调制频率的第一二元控制信号、载波频率为所述系统调制频率的整数M倍且与第二开关的占空比周期性改变的第二二元控制信号而在改变的输出脉宽调制下操作；所述控制器包括：计数器模块，其被配置成提供复位频率为所述调制频率的K倍的周期性计数器；第一模块，其被配置成：计算所述第二控制信号的多个即M个断开时刻，且对于所述断开时刻中的每一个确定对应计数器值和对应计数器序列值；第二模块，其包括K个存储器位置，且被布置成将每个计数器值存储在对应于相应计数器序列的相应存储器位置中且将虚拟值存储在其余存储器位置中的每一个中；至少一个PWM值寄存器，其被布置成周期性地接收所述存储器位置的内容；以及输出端，其被布置成连接到所述第一开关且通过所述至少一个PWM值寄存器中的数据控制所述开关。

在一个或多个实施例中，所述第一模块进一步被配置成计算所述第二控制信号的另外多个即K个接通时刻，且对于所述接通时刻中的每一个，确定对应接通计数器值和对应计数器序列值，且第二模块包括另外K个存储器位置，且被布置成将每个计数器值存储在对应于相应计数器序列的相应存储器位置中，且将虚拟值存储在所述另外K个存储器位置中的其余存储器位置中的每一个中。

在一个或多个实施例中，所述第二模块为直接存储器存取DMA模块。整数K可为二的N次幂，2^N。

将通过下文所描述的实施例清楚并且参考这些实施例阐明本发明的这些以及其它方面。

附图说明

将参考图式仅以例子的方式来描述实施例，在图式中：

图1示意性地示出无线充电电路和控制器；

图2示出例如图1的电路中的反相器的基本PWM控制操作；

图3示出例如图1的电路中的反相器的SPWM控制；

图4示出用于例如图1的电路中的反相器的SPWM控制的替代性配置；

图5示意性地示出根据一个或多个实施例的提供SPWM控制的方法；

图6示出存储器块与一组PWM值寄存器之间的DMA传送；

图7示出存储器块与一组PWM值寄存器之间的DMA传送的另一变体；

图8示出示出用于确定第二二元控制信号数据的方法的流程图，以及

图9示出根据本公开的一个或多个方法的流程图。

应注意，诸图是图解说明，并且没有按比例绘制。为图中的清楚和便利起见，这些图的各部分的相对尺寸和比例已通过在大小上放大或减小而示出。相同的附图标记一般用于指代修改后且不同的实施例中的相对应的或类似的特征。

具体实施方式

图1示意性地示出无线充电电路和控制器。电路100包括DC电力供应器110、反相器120、PI型滤波器150和谐振电路130。反相器包括以全桥配置布置的四个开关S1 122、S2 134、S3 126和S4 128。PI型滤波器包括两个感应线圈L1 152和L2 154、电容Cpar 138。全桥的输入侧上的两个输入连接跨越DC电力供应器110而连接；全桥的输出侧上的两个输出连接各自连接到两个感应线圈L1和L2中的每一个。DC电力供应器110的一侧连接到接地156，且因此可称为“低侧”。另一侧可称为“高侧”。

反相器120被连接以取决于反相器的切换状态而经由L1或L2驱动谐振电路130。谐振电路130包括呈充电线圈Lp 132形式的电感，其在充电板134上或通常嵌入于充电板134中。谐振电路通过串联电容Cser 136完成。以上所提到的电感和电容中的每一个分别采取一个或多个个别电感器或电容器的形式。

开关S1到S4通常为例如FET的晶体管。开关例如通过使用来自控制器140的四个控制信号控制每个FET的栅极来加以控制。这些中的两个，即PWM1A和PWM3A控制高侧开关；其它两个控制开关PWM1B和PWM3B控制低侧开关。

对例如图1中示出的电感器的正常PWM控制在图2中示出。为了确保DC电力供应器从不短接到接地，在任何情况下，S1和S2中的仅一个可“接通”或导电，且S3和S4中的仅一个可“接通”或导电。因此，用于开关S1的控制信号PWM1A 212被布置成与用于开关S2的控制信号PWM1B 214互补。也就是说，每当S2不导电时，S1导电，且反之亦然。类似地，用于开关S1的控制信号PWM3A 216被布置成与用于开关S2的控制信号PWM3B 218互补。也就是说，每当S2不导电时，S1导电，且反之亦然。

控制器将开关布置成以周期T(且因此以频率1/T)切换；对于切换循环的第一部分(或“脉冲”)，S1不导电，且S2导电；对于切换循环的其余部分，S1导电，且S2不导电。PWM控制通常通过调整第一部分或脉冲的宽度同时使切换循环频率或周期保持恒定来实现。当然，给定S2的固定频率和限定的“接通时间”，S2中的“脉冲”不必处于每个周期的开始处，但对于常规PWM控制，通常使用此情况。可替换的是，“脉冲”可在周期结束处。其甚至可在周期的中间部分期间发生，但这将需要更复杂的控制，且因此通常不在常规PWM中应用。然而，对于例如下文中论述的正弦PWM控制，S2中的“脉冲”通常并不始终处于周期的开始处，以便维持在较长时间标度(例如“调制周期”，如将从下文中与调制频率相关且参考图3和4的论述而显而易见)内的对称性。

只要DC电力供应器110供应固定电压，供应到输出端的电力就取决于脉冲的宽度。因此，通过以正弦方式改变一个或多个脉冲的宽度，有可能提供AC输出。这在图3中示出。

图3示出借助于S PWM提供AC输出的开关控制。具体地说，示出对开关S1到S4的控制以便提供正弦式AC输出310，也称为调制波输出。如图所示，输出的调制频率为1/T。在此控制中，开关S1和S2提供所谓的“高频率”半桥，且开关S3和S4提供“低频率”半桥。

首先考虑高频率半桥。此半桥使用固定频率的PWM控制切换-在所示出的所示例子中，此频率为调制频率的10倍，也就是说，频率为10/T。PWM频率有时也被称作“载波频率”，且此通过三角形载波320在图3中示意性地示出。

应注意，相较于其它应用的反相器，调制频率与载波频率之间的比率相对较小。通常，提供主频率输出(例如，50Hz或60Hz)的反相器以在10kHz到几百kHz的范围内的载波频率操作，以提供主频率输出-比率由此通常为200到2000。相比之下，在所示例子(其对于提供调制频率为100到200kHz的输出的反相器可为典型的)中，载波频率可为1到2MHz，且因此对于调制频率的每个半循环仅存在PWM控制的五个脉冲。

如图所示，到输出端的电力供应(且因此调制波的高度)与S1中的导电脉冲的宽度成比例。因此，可从正弦调制曲线(根据sin(2πt/T)在时间t处)计算脉冲的宽度。

然而，图3中示出计算上简单的方法。三角形载波重叠，也就是说与调制曲线相比：PWM1A设定为每当载波越过位置曲线很多时改变状态(也就是说，开关S1在导电与不导电状态之间切换)。而且，因为半桥中的另一开关(S2)在PWM1B的控制下与S1互补地操作，所以此另一开关在不导电与导电状态之间切换。结果，电感器L2的供应侧上的电压根据SPWM切换而切换，以便驱动无线充电器的谐振电路。这些切换控制信号在中间两个曲线360中示出。

图3中还在两个曲线370的底部处示出用于第三开关S3的控制信号PWM3A和用于第四开关S4的PWM3B。这两个开关形成第二半桥，在调制曲线的相对较低频率下以50％PWM操作。相对较低切换频率具有使电感器L1的输入侧上的电压在供应电压与接地之间周期性地切换的效果，且实现AC曲线的负侧(也就是说，第三象限340和第四象限350)上的负向切换。

因为在任何一个时间，SPWM仅应用于半桥中的一个(S1和S2)而不应用于另一半桥(S3和S4)，所以此类型的操作称作单极PWM操作。

图4示出用于供应单极SPWM的替代驱动布置。此配置与图3所示的配置大致类似，然而，并非具有“相对高频率”桥S1和S2以及“相对低频率”桥S3和S4，在此配置中，开关S1和S2被视为“左桥”且开关S3和S4被视为“右桥”：在此配置中，左桥S1和S2在SPWM控制下针对调制曲线的前两个象限操作，如中间两个曲线460所示，且右桥S3和S4在SPWM控制下针对调制曲线的第三和第四象限操作，如底部两个曲线470所示。因此，从图中可以看出，开关S3和S4对于前两个象限处于低频率模式，且S1和S2对于第三和第四象限处于低频率模式。

图3和图4所示的操作模式中的每一个的共同点是，在调制曲线的任何象限期间，对应于第一半桥的一对开关在载波频率下以SPWM方式操作，且对应于另一半桥的另一对开关在调制频率下以简单PWM方式操作。

如图3和4所示，PWM载波是具有PWM频率的对称三角波。在实际的数字SPWM实施方式中，此载波可以通过计数器(例如上下计数器)(以数字方式)实施，以产生对称三角波(例如所示的反相三角波)或锯齿(向上或向下)计数器，该计数器向上或向下计数到最大值(或最小值)，且接着从开始值复位。实际上，考虑到例如将数据从存储器传送到PWM值寄存器等因素，实施计数器以使计数器复位频率是调制频率的2的幂次倍(即2^N)要简单得多。然而，将PWM频率限制为调制频率的2^N倍的值是不适当的限制。本发明人已经意识到了一种放宽此约束的有效控制方法。

相对于图5示出所述原理。

所述方法提供对至少包括第一开关S1和第二开关S3的反相器的数字正弦脉宽调制SPWM控制。所述方法包括以系统调制频率生成第一二元控制信号，其对应具有固定50％占空比的低频率PWM控制，且控制开关S3用于如图3中所示的完整调制循环；或其控制开关S3用于调制循环的第一半且控制开关S1用于调制循环的第二半，如图4中所示。

所述方法还生成载波频率为系统调制频率的整数M倍且占空比周期性改变的第二二元控制信号，例如PMW1A。对于图3中示出的单极SPWM，此二元控制信号控制开关S1用于完整调制循环且因此直接对应于图3中的PWM1A。对于图3中示出的单极SPWM，二元信号在调制循环的第一半期间控制开关S1，且对于调制循环的第二半控制开关S3，如图4中所示(因此为PWM1A与PWM3A的组合)。整数M可为10，如图5所示；然而，此值不受约束，且可具有其它值(例如8、9、12等)。应注意，其不约束为2^N倍，例如8或16。

为生成第二二元控制信号，提供周期性计数器510，其复位频率为调制频率的整数K倍。优选地，周期计数器的复位频率为调制频率的2^N倍。因此，如图5所示，整数K可具有值16。如图5所示，周期计数器可为锯齿(向上)计数器；然而，在其它实施例中，其可为向下计数器或对称的上下计数器。

计算第二控制信号的多个即M个断开时刻。计算可在第一模块中执行，所述第一模块可为微控制器装置的部分。断开时刻在图5的顶部部分上示出：曲线的此顶部部分与具有调制频率的正弦波520和频率对应于PWM频率的对称三角形上下曲线530重叠。应注意，通常，PWM频率不对应于计数器的复位频率。断开时刻在例如542、544、546和548等的点处示出，三角形530曲线在所述点处与正弦调制正弦波520交叉。

视情况，根据本公开的一个或多个实施例，还计算第二控制信号的另外多个即M个接通时刻。例子接通时刻在552、554和556处示出，且对应于三角形曲线530在向下轨迹中与正弦调制正弦波510交叉的时刻。

图5还示出所得PWM控制信号550，其将得自于总体的接通时刻和断开时刻。

现在考虑图5的下部部分，断开时刻和视情况接通时刻可接着映射到计数器510上。如图所示，在此情况下，计数器具有K倍于调制频率的频率，其中K＝2^4＝16，且因此具有16个三角形锯齿的序列，示出为C1、C2、C3等。任何个别断开时刻由此对应于特定序列号上的特定计数器值；例如，第一断开时刻542对应于计数器序列号C3中的计数器Vb。类似地，第一接通时刻552对应于计数器序列号C2中的Va的值。因此对于断开时刻中的每一个且视情况对于接通时刻中的每一个确定对应断开计数器值和对应计数器序列值。

每个断开时刻的相应计数器序列值存储在存储器中，跨越K(也就是说，在此情况下为16)个存储器位置。为进行快速检索，存储器位置将大体上为相邻块。然而，如可从图5注意到，尽管事实上PWM频率仅为调制频率的10倍，而计数器复位频率为调制频率的16倍，但存储器位置中的一些将不存储来自计数器的有效值：换句话说，PWM控制信号不在该特定锯齿的任一点处断开。

因此，在K个存储器位置的其余存储器位置(也就是说，(K-M)个位置)中的每一个中，存储虚拟值。在虚拟值超出PWM计数器范围的情况下，选择该虚拟值是无效的，因此不会改变PWM的电平，例如，其可能是负值。因此，在仅使用断开值的实施例中，现在对于计数器序列的每个值(在此例子中为1-16)将在存储器中存储有对应于断开控制时刻的计数器值，如果在计数器序列的该值期间不存在断开控制时刻，则存储虚拟值。

在除了断开时刻之外还使用接通时刻的实施例中，总共提供了2K个存储器位置，在此情况下，为计数器序列的每个值提供了两个位置。同样，通常为了进行快速存储器检索，2K重定位将为相邻块。在此类实施例中，断开时刻跨2K个存储器位置与接通时刻交错。同样，将存在(K-M)个计数器序列的值，对于这些值不存在接通值，并且在这些位置中存储虚拟值。

结果是具有2K个存储器位置的块，其中一对对应于计数器序列的每个值C1、C2等。在每对存储器位置中，可能存在接通值和虚拟值(例如C1示出Va的情况)、接通值和断开值(例如C2分别示出Vc和Vb的情况)、两个虚拟值(例如所示的序列值C3的情况)或虚拟值和断开值(例如C8示出Vd的情况)。

存储器位置的内容依序且周期性地传送到一对两个PWM值寄存器，即一个上升寄存器和一个下降寄存器。

由此，已生成第二二元控制信号，因此实施SPWM控制，且取决于特定实施例，此信号用于在整个操作过程中控制S1，或者在调制循环的第一半期间控制S1，且在调制循环的第二半期间控制S3，如上文所论述。应注意，如果实施图4所示的SPWM，则在图5所示的调制循环的第二半期间对S3的PWM控制是在调制循环的第一半期间供应到S1的PWM控制的副本，并且因此，只需要实施循环的第一半(对于S2-且接着对于另一开关S3重复执行)。

在操作中，反相器的控制器逐个PWM循环地从PWM值寄存器中读取S1(或S3，视情况而定)的断开时刻。因此，针对每个PWM循环，依次用来自存储器位置的数据更新PWM值寄存器。在上文所描述的如所描述确定接通和断开控制点的例子中，在每个PWM循环中，两个值(来自两个相邻存储器块位置中的每一个)被传送到PWM值寄存器中。在该循环结束时，将下一个循环的控制值(即存储器中的下两个相邻点)加载到值寄存器中。因此，所述值被依序传送到控制寄存器。此外，在计数器序列结束时(也就是说，在传送最后的功率值(在所示情况下为C16之后)之后，该序列重新启动，以使用于C1的第一功率值(在此期间可能已被更新)被传送。因此，除了依序传送值以外，还周期性地传送值。

如上文所论述，将控制信号提供到PWM值寄存器涉及从存储器中移动数据，这需要花费有限的时间量。对于低频率反相器，此有限的时间量仅是PWM循环的一小部分。然而，随着反相器频率的增大，尤其是PWM频率的增大，有限的时间量占用了PWM循环的增大部分，直到某时刻处理器过载。上文所描述的方法可为对常规控制方法的改进，因为其可允许使用快速存储器存取。具体地说，在一个或多个实施例中可以使用使用所谓的DMA(直接存储器存取)协议的存储器存取。在此情况下，可以将存储器块位置选择为特定的“DMA”存储器，相对于其它类型的随机存取存储器(RAM)而言，对其进行存取特别快。

图6中示出数据的高效处理传送的例子。该图示出相邻存储器块610位置，对于计数器序列的值C1、C2、..C16中的每一个(在此情况下为16)，其中存储控制信号PWM1A的接通和断开时刻以及计数器序列的值的虚拟值或条目(对于该计数器序列，不存在接通时刻或断开时刻)，如上文相对于图5所述。PWM1A的这些控制点(和虚拟条目)在图6中标记为VAL2和VAL3。每个存储器位置，例如C1的VAL2、C1的VAL3等具有相同的大小，通常可以为4个字节，但在其它应用中，可以使用不同大小的存储器，例如2个字节或8个字节。该图还示出每个计数器序列的另外两个存储器位置VAL4和VAL5。这些是控制信号PWM1B的对应接通和断开时刻。如已经论述的，控制信号PWM1B至少在PWM1A正在实施SPWM控制的调制循环的部分期间与PWM1A大致互补。因此，至少就本公开而言，VAL5可以是VAL2的副本，且VAL4可以是VAL3的副本。本领域技术人员将理解，对于一些实施例，可以在PWM1A和PWM1B的切换时刻之间提供偏移，以例如考虑到用于接通和断开的FET开关的转换率；这称为“失效时间”。且因此，即使在PWM1A和PWM1B的互补操作中，VAL5也可能包括与VAL2的偏移，而VAL4可能包括与VAL3的偏移。可替换的是，VAL4和VAL5可能根本不使用，但VAL2和VAL3可能是所使用的仅有PWM值寄存器(在此情况下，可以在单独的寄存器中提供偏移)。可替换的是，PWM1A和PWM1B可以独立控制，这将需要所有四个寄存器VAL2、VAL3、VAL4和VAL5。在此特定例子中，相邻存储器块包括16组4×4字节。总之，互补模式可能只需要独立模式所需寄存器的一半数目。

在一些实施例中，需要另外的寄存器来确定对PWM3A和PWM3B的控制。可替换的是，PWM1A和PWM1B信号可以通过(例如)内部交叉杆连接到PWM3A和PWM3B端口，在该情况下，不需要另外的寄存器。

图6中还示出了具有四个寄存器的群组620，这四个寄存器是用于PWM开关，特别是用于PWM1A和PWM1B。如刚刚提到的，这对于其中PWM1A和PWM1B信号连接到PWM3A和PWM3B端口的实施例可能是适当的。

存储器的此布置是方便的，因为其允许使用所谓的直接存储器存取DMA协议将数据特别有效地传送到PWM值寄存器中。在DMA协议中，系统中断和保护标志通常在从存储器读取数据或将数据写入到存储器中期间设定和复位，或不使用。结果，读取和写入操作可能比从RAM读取和写入到RAM的情况要快得多，但是对可以读取/写入什么存储器存在约束(例如已经提及的相邻块限制/要求)。

因此，在本公开的实施例中，将每个计数器序列C1、C2等的值写入到PWM值寄存器中，一次一个计数器序列。应用DMA规则，将这些值通常以32位(即4个字节)为一组进行写入，其导致一次写入一个值：VAL2，接着是VAL3，接着是VAL4，最后是VAL5。应用DMA的另一种可能性是将值写入16个字节的单个块中。在每个计数器序列(例如C2)结束时，对应于下一计数器序列(例如C3)的值通过DMA再次写入到PWM值寄存器中。在将来自C16的值写入到值寄存器之后，所述循环以将来自C1的值写入到PWM值寄存器重新开始。

现在考虑图7，此表示特别简单的实施例，但如将论述的那样，此实施例具有有限的适用性：该图示出相邻存储器块610位置，对于计数器序列的值C1、C2、..C16中的每一个(在此情况下为16)，其中存储控制信号PWM1A的断开时刻以及计数器序列的值的虚拟值或条目(对于该计数器序列，不存在接通时刻或断开时刻)，如上文相对于图5所述。PWM1A的这些控制点(和虚拟条目)在图7中标记为VAL3。每个存储器位置具有相同的大小，通常可以为4个字节，但在其它应用中，可以使用不同大小的存储器，例如2个字节或8个字节。在此实施例中，不存在其它值寄存器。此情况由于以下两个限制而为可能的：首先，PWM1A与PWM1B以互补模式操作(因此不需要VAL4和VAL5寄存器)；其次，接通时刻在PWM周期的开始处，其将M约束为等于K。因为根据所述实施例，M被约束为等于K，因此其使用相对受限。

现在转到图8，其示出了根据一个或多个实施例的确定存储器610的值的方法的流程图。

所述方法在开始步骤810处开始。

如步骤815所示，在每个PWM循环中，调制波与载波彼此交叉(通常对于控制信号的上升边缘和下降边缘两者)。

在步骤820处，记录交叉点以获得(控制信号的)上升边缘和下降边缘。在其它实施例中，可仅记录PWM循环中的每一个的下降边缘。

在步骤825处，确定计数CNT是否小于所记录的点数。如果是，则控制继续；如果否，则控制跳到下文提到的步骤840。

在步骤830处，进行计算(所记录的点/(1/16正弦波循环))。此计算得出商和余数。商对应于计数器序列的值(即，其中的三角形)；余数对应到该序列中的计数器值(即位置，也就是说，该特定三角形的向上或向下的距离)，发生交叉。

并且在835处，记录商和余数，且计数CNT增大。

在步骤840处，将每个余数值传送到MCU存储器中的一个相应MCU存储器中。通常，如图6所示，对于上升边缘中的每一个和下降边缘中的每一个有16个此类存储器可用。在其中M＝K的一个基本实施例中，上升边缘可能始终为载波周期的开始，其为调制周期的分数1/(2^N)(例如1(2^4)＝1/16)，且仅需要下降边缘。

视情况，在845处，更新正弦数据传输表，以改变工作频率或改变正弦调制波振幅，以根据RX的要求调整从Tx或RX传送的电力。

所述方法在步骤850处结束。

图9示出根据本公开的一个或多个实施例的提供对至少包括第一开关(S3)和第二开关(S1)的反相器的数字正弦脉宽调制SPWM控制的方法的概述：

所述方法在步骤910处开始。

所述方法以在步骤920处以系统调制频率生成第一二元控制信号(PWM3A)而继续。

所述方法以在步骤930处生成载波频率为系统调制频率的整数M倍的第二二元控制信号(PWM1A)而继续。如上文所论述，第二二元控制信号具有周期性改变的占空比。

此控制信号如图8中所示通过如下操作生成：

提供复位频率为所述调制频率的整数K倍的周期性计数器；

在第一模块中计算所述第二控制信号的多个即M个断开时刻；

对于所述断开时刻中的每一个，确定对应断开计数器值和对应计数器序列值；

在第二模块中提供K个存储器位置；

将每个断开计数器值存储在对应于相应计数器序列的相应存储器位置中；

将虚拟值存储在其余存储器位置中的每一个中；

依序且周期性地将所述存储器位置的内容传送到至少一个PWM值寄存器(620)。

所述方法在步骤940处继续，对于对应于所述系统调制频率的周期的一半：

将所述第一二元控制信号提供到所述第一开关；以及

通过读取所述至少一个PWM值寄存器而将所述第二二元控制信号提供到所述第二开关。

如上文所论述，在一个或多个实施例中，除了断开时刻之外还确定接通时刻，且提供2*K个存储器位置，K个用于断开时刻和虚拟值，且另外K个用于接通时刻和其它虚拟值。

所述方法在步骤950处继续，对于所述调制周期的另一半：

根据一个或多个实施例，如952处所示，继续

将第一二元控制信号提供到第一开关，且

通过读取至少一个PWM值寄存器而将第二二元控制信号提供到第二开关；

可替换的是，根据一个或多个其它实施例，如954处所示，所述方法

将第一二元控制信号提供到第二开关，且

通过读取至少一个PWM值寄存器而将第二二元控制信号提供到第一开关。

所述方法在步骤940处结束。

通过阅读本公开，本领域的技术人员将明白其它变化和修改。此类变化和修改可涉及数字SPWM控制的领域中已知且可代替本文中已经描述的特征使用或除了本文中描述的特征外还使用的其它特征。

尽管所附权利要求书是针对特定特征组合，但应理解，本发明的公开内容的范围还包括本文中明确地或隐含地公开的任何新颖特征或任何新颖特征组合或该新颖特征的任何概括，而不管该新颖特征是否涉及与当前在任何权利要求中要求保护的本发明相同的发明或该新颖特征是否缓和与本发明所缓和的技术问题相同的任一或全部技术问题。

在单独实施例的情形中描述的特征也可以组合地提供于单一实施例中。相反，为了简洁起见，在单个实施例的上下文中所描述的多种特征也可以单独地或以任何合适的子组合形式提供。申请人特此提醒，在审查本申请案或由此衍生的任何另外的申请案期间，可以根据此类特征和/或此类特征的组合而制订新的权利要求。

为完整性起见，还规定术语“包括”不排除其它元件或步骤，术语“一”不排除多个，单个处理器或其它单元可满足在权利要求中所述的若干构件的功能，且权利要求中的附图标记不应解释为限制权利要求的范畴。