升降压DC/DC变换器、电源系统和燃料电池汽车的制作方法

本申请涉及电压变换技术领域，特别是涉及一种升降压DC/DC变换器、电源系统和燃料电池汽车。

背景技术

在传统化石资源减少的背景下，为了满足电力需求，可再生能源正变得越来越普遍。燃料电池(Fuel Cell，FC)是最有效的替代性可再生能源之一，被认为是绿色发电的一种有前途的候选技术。燃料电池可应用于混合动力汽车、不间断电源、电信备用设施、便携式电子产品等诸多领域。针对燃料电池汽车，国内外主要研究了FC/电池、FC/超电容和FC/电池/超电容汽车的动力系统配置和控制策略。

由于燃料电池的端电压随工作条件的不同而变化较大，因此需要一个DC/DC变换器作为燃料电池混合动力系统中FC与其他部件之间的接口电路。DC/DC变换器还可以根据能量管理策略控制输出功率，从而实现能量或功率在各动力源之间的分配，从而实现整个动力系统。

近年来，许多具有升压能力的直流变换器(即DC/DC变换器)都被提出研究。但是，由于输入电流不连续，传统的降压-升压变换器并不适合燃料电池源。对于Cuk、Sepic和Zeta直流变换器，在寄生效应的影响下，这些结构的DC/DC变换器的性能受到了限制，无法满足对于燃料电池汽车大功率与宽范围FC电压的要求。能够在升压或降压模式下工作；输入和输出端子之间共享一个公共接地的DC/DC变换器成为当前国内外专家和学者炙手可热的研究方向。

目前，并联式升降压型拓扑结构的DC/DC变换器被广泛应用于众多燃料电池汽车中。由于其具有电压电流应力较小，效率较高的特点，更适合应用于大功率场合。其基本思想是利用延时补偿和输入电压前馈补偿等补偿方法解决升降压切换时响应延迟以及输入电压扰动影响输出稳定性等问题，实现DC-DC变换器升降压模式切换的平滑过渡，并且在提高系统启动速度的同时降低输入电压扰动对系统输出特性的影响。

然而，随着燃料电池在电动汽车领域得到越来越多的应用，传统DC/DC变换器的升压比已经难以满足使用要求。

技术实现要素：

基于此，本申请提供了一种升降压DC/DC变换器、电源系统和燃料电池汽车，能够实现高电压增益。

一种升降压DC/DC变换器，包括：开关器件、第一电容、第二电容、第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管和第三二极管；

所述开关器件的第一端为所述升降压DC/DC变换器的第一输入端，所述开关器件的第二端分别连接所述第二电容的一端、所述第二电感的一端和所述第三二极管的负极；所述第二电容的另一端分别连接所述第一二极管的负极和所述第一电感的一端，所述第一电感的另一端为所述升降压DC/DC变换器的第二输入端；

所述第二电感的另一端分别连接所述第一二极管的正极和所述第二二极管的正极，所述第二二极管的负极分别连接所述第一电感的另一端和所述第一电容的一端，所述第一电容的另一端连接所述第三二极管的正极；所述第一电容的一端为所述升降压DC/DC变换器的第一输出端，所述第一电容的另一端为升降压DC/DC变换器的第二输出端。

在其中一个实施例中，升降压DC/DC变换器还包括控制电路。所述控制电路连接所述开关器件的控制端，用于根据所述升降压DC/DC变换器的工作模式，向所述开关器件输出预设占空比的控制信号，以控制所述开关器件的通断；其中，所述工作模式包括升压模式和降压模式。

在其中一个实施例中，在所述工作模式为降压模式的情况下，所述预设占空比为0.5528。

在其中一个实施例中，在所述工作模式为升压模式的情况下，所述预设占空比为0.16。

在其中一个实施例中，所述控制电路为双闭环PI控制电路。

在其中一个实施例中，所述控制电路包括分压模块、第一比较模块、第二比较模块和第三比较模块；

所述分压模块分别连接所述第一输出端、所述第二输出端和所述第一比较模块，用于根据所述第一输出端与所述第二输出端之间的压差，向所述第一比较模块输出采样电压；

所述第一比较模块用于根据所述采样电压与预设电压的比较结果，向所述第二比较模块输出第一比较电压；

所述第二比较模块连接所述第一电感的另一端，用于根据流经所述第一电感的电流大小生成对应的第二比较电压，并根据所述第一比较电压与所述第二比较电压的比较结果，向所述第三比较模块输出第三比较电压；

所述第三比较模块连接所述开关器件的控制端，用于根据所述第三比较电压向所述开关器件输出所述控制信号。

在其中一个实施例中，所述第二输入端与所述第一输出端均用于连接同一接地点。

在其中一个实施例中，所述第一电感的电感值为560微亨，所述第二电感的电感值为240微亨，所述第一电容的电容值为46微法，所述第二电容的电容值为37微法。

一种电源系统，包括燃料电池及上述的升降压DC/DC变换器，所述燃料电池分别连接所述升降压DC/DC变换器的第一输入端和第二输入端。

一种燃料电池汽车，包括上述的电源系统。

上述升降压DC/DC变换器、电源系统和燃料电池汽车中，包括：开关器件、第一电容、第二电容、第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管和第三二极管。所述开关器件的第一端为所述升降压DC/DC变换器的第一输入端，所述开关器件的第二端分别连接所述第二电容的一端、所述第二电感的一端和所述第三二极管的负极；所述第二电容的另一端分别连接所述第一二极管的负极和所述第一电感的一端，所述第一电感的另一端为所述升降压DC/DC变换器的第二输入端。所述第二电感的另一端分别连接所述第一二极管的正极和所述第二二极管的正极，所述第二二极管的负极分别连接所述第一电感的另一端和所述第一电容的一端，所述第一电容的另一端连接所述第三二极管的正极；所述第一电容的一端为所述升降压DC/DC变换器的第一输出端，所述第一电容的另一端为升降压DC/DC变换器的第二输出端。本申请通过采用一个含有电感、电容与二极管的开关网络代替原位置的电感，从而可实现结构简单且具有二次电压增益比的升降压DC/DC变换器，该升降压DC/DC变换器不仅具有传统升降压型变换器进行升降压功能，并且在保证高电压增益的情况下提升升降压的能力，实现高电压增益。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或传统技术中的技术方案，下面将对实施例或传统技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为传统技术中升降压DC/DC变换器的电路图；

图2为本申请升降压DC/DC变换器的电路图之一；

图3为本申请升降压DC/DC变换器在功率开关管导通时的等效电路图；

图4为本申请升降压DC/DC变换器在功率开关管关断时的等效电路图；

图5为本申请升降压DC/DC变换器在升压模式下的Bode图之一；

图6为本申请升降压DC/DC变换器在降压模式下的Bode图之一；

图7为本申请升降压DC/DC变换器在升压模式下的Bode图之二；

图8为本申请升降压DC/DC变换器在降压模式下的Bode图之二；

图9为本申请升降压DC/DC变换器的传递函数分析图；

图10为采用PSIM仿真软件搭建的具有二次电压增益比的DC/DC变换器电路仿真模型；

图11为占空比分别为0.16和0.5528时开环变压的输出电压波形图；

图12为本申请升降压DC/DC变换器的电路图之二；

图13为图12所示电路中在降压模式下各器件的仿真波形图；

图14为图12所示电路中在升压模式下各器件的仿真波形图；

图15为图12所示电路在降压模式下闭环负载突变时的输出电压波形图；

图16为图12所示电路在升压模式下闭环负载突变时的输出电压波形图；

图17为图12所示电路在降压模式下输入电压突变时的输出电压波形图；

图18为图12所示电路在升压模式下输入电压突变时的输出电压波形图。

具体实施方式

为了便于理解本申请，下面将参照相关附图对本申请进行更全面的描述。附图中给出了本申请的实施例。但是，本申请可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使本申请的公开内容更加透彻全面。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请。

可以理解，本申请所使用的术语“第一”、“第二”等可在本文中用于描述各种元件，但这些元件不受这些术语限制。这些术语仅用于将第一个元件与另一个元件区分。举例来说，在不脱离本申请的范围的情况下，可以将第一电阻称为第二电阻，且类似地，可将第二电阻称为第一电阻。第一电阻和第二电阻两者都是电阻，但其不是同一电阻。

可以理解，以下实施例中的“连接”，如果被连接的电路、模块、单元等相互之间具有电信号或数据的传递，则应理解为“电连接”、“通信连接”等。

在此使用时，单数形式的“一”、“一个”和“所述/该”也可以包括复数形式，除非上下文清楚指出另外的方式。还应当理解的是，术语“包括/包含”或“具有”等指定所陈述的特征、整体、步骤、操作、组件、部分或它们的组合的存在，但是不排除存在或添加一个或更多个其他特征、整体、步骤、操作、组件、部分或它们的组合的可能性。同时，在本说明书中使用的术语“和/或”包括相关所列项目的任何及所有组合。

目前，现有技术中大多基于升降压变换器的基本拓扑都能够降低DC/DC变换器的实现复杂度并实现输入输出的共享接地。然而，为满足设计要求与所需指标，燃料电池在电动汽车领域得到越来越多的应用，因而使得升降压DC/DC变换器的设计更进一步拓宽。相比于传统的升降压DC/DC变换器及其延伸，二次升压比变换器具有诸多优势，例如，高电压增益、同极性输出、采用单开关等。

与级联型、零电压转换、KY转换变换器相比，以一个网络替代传统升降压变换器中的电感部分，无需考虑开关数量与电路复杂性问题，而且结构简单、易于模块化设计。但是针对该类变换器采用独立的单开关，需要一个控制策略去控制开关，使其达到所需求的指标。

因此本申请提出了一种具有二次升压比的升降压DC/DC拓扑。该拓扑不仅具有传统升降压变换器高可靠性的优点，在输出高质量波形的同时，还保证了电路的低复杂性。具体而言，本申请采用开关网络替代电感，解决了传统升降压变换器因寄生效应无法满足宽FC电压范围的问题，同时采用单开关与同极性输出以方便对电路进行分析。并基于升降压变换器的工作模态，分析其工作波形与原理。此外，本申请还通过采用控制策略实现整个变换器的基本电路部分，实现升降压变换器的设计。

在一些实施例中，本申请的方案具备以下的一个或多个优点：(1)DC/DC变换器同极性输出且采用单开关实现，提高了系统的可靠性并简化了电路结构；(2)基于非隔离单开关同极性输出结构实现DC/DC变换器设计，提高了升降压的电压范围；(3)通过分析变换器拓扑的电路分析，得出其升压比并计算出所需电感电容参数，并采用双闭环控制策略，最终实现升降压变换器的设计。

如图1所示，传统的升降压DC/DC变换器由一个电感和两个开关组成。在基本的升降压DC/DC变换器中，电感起到了输入与输出之间的能量传递接口。当开关S处于通态时，电源E向电感L供电；当S处于断态时，电感L中储存的能量向负载释放。而为了实现更高的电压增益，此处的电感便被设计成为不同单元，以达到不同目的。本申请采用基于开关电感的网络来取代该处电感，以达到二次电压增益比，提高电压增益。

在一个实施例中，如图2所示，提供了一种升降压DC/DC变换器，该升降压DC/DC变换器包括开关器件、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第一二极管、第二二极管和第三二极管。在一个示例中，开关器件可以为功率开关管。

开关器件的第一端为升降压DC/DC变换器的第一输入端，开关器件的第二端分别连接第二电容的一端、第二电感的一端和第三二极管的负极。第二电容的另一端分别连接第一二极管的负极和第一电感的一端，第一电感的另一端为升降压DC/DC变换器的第二输入端。

第二电感的另一端分别连接第一二极管的正极和第二二极管的正极，第二二极管的负极分别连接第一电感的另一端和第一电容的一端，第一电容的另一端连接第三二极管的正极。第一电容的一端为升降压DC/DC变换器的第一输出端，第一电容的另一端为升降压DC/DC变换器的第二输出端。

为了便于分析，假设各元件处于理想状态，且电容足够大，同时在开关期间保持电压恒定，并保证升降压DC/DC变换器是在CCM(电感电流连续工作模式)下分析。其中，功率开关管处于通态时，第一二极管的电压应力为Vc Vin，第三二极管的电压应力为Vin-Vo，因此第一二极管与第三二极管反向偏置，第二二极管处于正向导通。当功率开关管处于断态时，第二二极管的电压应力为Vc Vo，第二二极管反向偏置，第一二极管与第三二极管正向导通。其中，Vin是指升降压DC/DC变换器的输入电压有效值，Vo是指第一电容两端的电压有效值，Vc是指第二电容两端的电压有效值。

图3示出了功率开关管导通时，升降压DC/DC变换器的电路状态。第一电感两端的电压和第二电感两端的电压可如下式所示：

式中，L1为第一电感的电感值，L2为第二电感的电感值，i1为流经第一电感的电流，i2为流经第二电感的电流，t为时间，表示流经第一电感的电流对时间求导，表示流经第二电感的电流对时间求导。vin为升降压DC/DC变换器的输入电压，vc为第二电容的电压。

流过第一电容的电流和流过第二电容的电流可如下式所示：

式中，Co为第一电容的容值，C为第二电容的容值，vo为第一电容的电压，vc为第二电容的电压，vo为第一电容的电压，iL1为流经第一电感的电流，R为负载阻值。表示第一电容的电压对时间求导，表示第二电容的电压对时间求导。

图4示出了功率开关管关断时，升降压DC/DC变换器的电路状态。第一电感两端的电压和第二电感两端的电压可如下式所示：

流过第一电容的电流和流过第二电容的电流可如下式所示：

定义电路中输入电压的有效值、流过第一电感的电流有效值、流过第二电感的电流有效值、第一电容两端的电压有效值和第二电容两端的电压有效值分别为：Vin、IL1、IL2、Vc、Vo。由伏秒平衡可知，在开关电路处于稳定工作时，一个开关周期内电感电流变化量为0，即开关导通时的电感电流变化量等于开关关断时的电感电流变化量，ΔIon＝ΔIoff，从而有LΔIon＝LΔIoff,即VonΔTon＝VoffΔToff，其中，Von为开关导通时的电压，ΔTon为开关导通时间，Voff为开关关断时的电压，ΔToff为开关关断时间。

同理，由电荷秒平衡可知，IonΔTon＝IoffΔToff，其中，Ion为开关导通时的电流，Ioff为开关关断时的电流。因此，分别对第一电感和第二电感施加伏秒平衡，对第一电容和第二电容施加电荷秒平衡可得到下列方程：

式中，D为占空比，可根据功率开关管的导通时间与关断时间确定。Vin为输入电压的有效值，Vc为第二电容两端的电压有效值，Vo为第一电容两端的电压有效值，IL1为流过第一电感的电流有效值，IL2为流过第二电感的电流有效值，R为负载阻值。

由上述式(5)可解得：

由式(7)可得升压比M为：

在图3中，由KVL可得：

在图4中，由KVL可得：

式中，VD1为第一二极管的电压，VD3为第三二极管的电压，VD2为第二二极管的电压，VS为功率开关管的电压。

由于则由式(5)可得流过第一电感和第二电感的电流分别为：

及

其中，Io为升降压DC/DC变换器的输出电流。

综上，可以得到如表1、2所示的电压电流应力参数：

表1各器件的电压应力

表2各器件的电流应力

上述升降压DC/DC变换器中，通过采用一个含有电感、电容与二极管的开关网络代替原位置的电感，从而可实现结构简单且具有二次电压增益比的升降压DC/DC变换器，该升降压DC/DC变换器不仅具有传统升降压型变换器进行升降压功能，并且在保证高电压增益的情况下提升升降压的能力，实现高电压增益。

在一个实施例中，第二输入端与第一输出端均用于连接同一接地点，如此，可实现同极性输出，同时采用单开关来实现，既可提高系统可靠性又可保证电路结构的简单。

在一个实施例中，所述第一电感的电感值为560微亨，所述第二电感的电感值为240微亨，所述第一电容的电容值为46微法，所述第二电容的电容值为37微法。如此，可优化升降压DC/DC变换器的性能。

在一个实施例中，升降压DC/DC变换器还包括控制电路。该控制电路连接开关器件的控制端，用于根据升降压DC/DC变换器的工作模式，向开关器件输出预设占空比的控制信号，以控制开关器件的通断。其中，工作模式包括升压模式和降压模式。

其中，不同的工作模式可以对应不同的预设占空比，即升压模式与降压模式所对应的预设占空比不同。不同工作模式的预设占空比可以根据不同工作模式下的升压比、式(3-4)、式(8)计算得到。

具体而言，本申请通过控制电路连接开关器件的控制端，并根据不同工作模式下的预设占空比控制开关器件的通断，从而可令升降压DC/DC变换器的升压比根据不同的工作模式进行调节。在其中一个实施例中，在所述工作模式为降压模式的情况下，该预设占空比为0.5528。进一步地，若升降压DC/DC变换器用于将12V的输入电压变换为48V的输出电压，则该预设占空比可为0.5528。在另一个实施例中，若工作模式为升压模式，则该预设占空比为0.16。进一步地，若升降压DC/DC变换器用于将16V的输入电压变换为5V的输出电压，则该预设占空比可为0.16。

在一个实施例中，控制电路可为双闭环PI(Proportional Integral，比例积分)控制电路。通过电压外环与电流内环实现开关器件的通断控制，如此，可实现升降压DC/DC变换器的稳定输出。

在一个实施例中，控制电路包括分压模块、第一比较模块、第二比较模块和第三比较模块。分压模块分别连接第一输出端、第二输出端和第一比较模块，用于根据第一输出端与第二输出端之间的压差(即升降压DC/DC变换器的输出电压)，向第一比较模块输出采样电压。

第一比较模块用于根据采样电压与预设电压的比较结果，向第二比较模块输出第一比较电压。第二比较模块连接第一电感的另一端，用于根据流经第一电感的电流大小生成对应的第二比较电压，并根据第一比较电压与第二比较电压的比较结果，向第三比较模块输出第三比较电压。第三比较模块连接开关器件的控制端，用于根据第三比较电压向开关器件输出控制信号，以通过该控制信号控制升降压DC/DC变换器的通断。

本申请利用平均法对用耦合管模拟小信号DC/DC变换器。由于升降压DC/DC变换器包括二极管和耦合等装置，因此其为非线性系统式的。然而，若该升降压DC/DC变换器接近一个稳态工作点，其仍可以近似为一个线性系统，这就需要平均状态空间的定义。在升降压DC/DC变换器的一个开关周期内，对开关状态的状态空间方程进行加权叠加，得到相应的状态平均方程，进而得到变换器的小信号模型。

基于状态空间平均法，首先根据式(1)与式(2)得出在开关管开通时的状态方程如下：

同理根据式(3)与式(4)可以得出在开关管关断时的状态空间方程如下：

对式(1)至式(4)中各参数求取二者平均，即在S＝1(功率开关管导通)时，取d；S＝0(功率开关管关断)时，取(1-d)，得到如下所示方程组：

通过对其施加很小的扰动量，可以得到如下方程：

式中，为输入电压扰动量，为第一电容的电压扰动量，为第二电容的电压扰动量，为流经第一电感的电流扰动量，为流经第二电感的电流扰动量，为占空比的扰动量。符号<>为加扰后的参数，例如，<vin>为加扰后的输入电压。

进而可以得到引入扰动后的状态空间平均方程，即：

式(16)中，

若引入的扰动量远小于直流工作点，经过整理并忽略式(16)中的二阶交流项，可以得到如下的小信号线性方程：

转换成状态空间方程形式可以得到：

对式(19)进行Laplace变换，得到式(21)：

消去式(18)中的与可得到占空比到输出电压的传递函数如下所示：

式(22)中的未知量(常量)如下面方程表示：

将降压模式与升压模式下的占空比D＝0.16与D＝0.5528以及各参数量代入式(22)，能够得到相应的传递函数如下：

由上述表示可知，控制到输出的传递函数为三阶过四阶数值多项式的分量。为了评估该传递函数，在MATLAB中推导出相应的Bode图，图5为升压模式下的Bode图；图6为降压模式下的Bode图。根据Bode图中的相位裕度与频率裕度，通过改善其瞬态性能来调节输出电压。

同理，可以得到占空比到电感电流的传递函数为：

式(27)中未知量(常量)如下面方程及式(23)表示：

由此可以得到电感电流到输出电压的传递函数如下所示：

同样的，在MATLAB中推导出相应的Bode图，图7为升压模式下的Bode图；

图8为降压模式下的Bode图。

通过小信号建模，得到相应的电流内环和电压外环的传递函数，即Gid(s)与G3(s)。通过频域法能够确定电压外环与电流内环所采取的PI参数。针对于传递函数的分析如图9所示。

Gid(s)为电流环路的传递函数，Gi为了电流环路PI控制器的传递函数，即从电流环路到占空比的传递函数。Gv是电压外环PI控制器的传递函数。G1(s)为电感电流到ei(iref-iL)的传递函数。G2(s)为电感电流到电感电流给定的传递函数。Gvi(s)代表电感电流对输出电压的传递函数。由图9可知，其中，Kip为电流环PI控制器的比例参数，Kii为电流环PI控制器的积分参数。故又因为进而可以推导出其中，Kvp为电压环PI控制器的比例参数，Kvi为电压环PI控制器的积分参数。最后可以对此列写相角方程如下：

在进行升降压DC/DC变换器仿真验证时，搭建基于PSIM仿真平台进行测试。其中设置的开关频率为60kHz，根据式(8)，可以得出在降压模式下，当输入电压由12V降至5V时的理论占空比为0.16；当输入电压由12V升高至48V时的理论占空比为0.5528，仿真参数由表3所示。

表3升降压DC/DC变换器仿真参数表

图10所示为采用PSIM仿真软件搭建的具有二次电压增益比的DC/DC变换器电路仿真模型，设置的开关频率为60kHz，根据式(3-4)，可以得出在降压模式下，当输入电压由12V降至5V时的理论占空比为0.16；当输入电压由12V升高至48V时的理论占空比为0.5528。

如图11所示，首先根据理论情况下的占空比分别给出D为0.16与D为0.5528时的输出电压波形图

如图12所示，左侧部分搭建的是变换器的拓扑电路结构，右侧部分搭建的是双闭环PI控制电路，主要通过采样输出电压与电感电流，最后得到PWM信号输入至开关管MOSFET中。

如图13所示，图13示出了图12所示电路中在降压模式下各器件的仿真波形图，各波形从上至下分别为：输入电压波形图、输出电压波形图、电容电压波形图、第一电感的电流波形图、第二电感的电流波形图、功率开关管的漏源电压波形图、第一二极管的电压波形图、第二二极管的电压波形图和第三三极管的电压波形图。

根据上述推导降压模式下Gid(s)与G3(s)的表达式，作出相应的Bode图，可以求出对应调节电流环的PID控制器的控制参数为Kp＝0.000047、Ki＝142、Kd＝0.00008；调节电压环的PID控制器的控制参数为Kp＝0.0000062、Ki＝214、Kd＝0.0011，此时为降压模式下，将电压从12V降低至5V的波形，自上到下分别为电容器、输出和输入电压波形，穿过电感器的电流、漏极-源极电压和二极管的电压波形。由图13可知，电感电流波形说明了变换器工作于CCM模式，iL1、iL2的平均电流分别为3、3.5A。对输出电压与电感电流放大后可知，输出电压纹波为0.14V，电感L1电流纹波为0.06A，L2电流纹波为0.14A，满足设计要求。考虑到输入电压为12V，此时占空比为0.16，输出电压和跨过电容的电压分别为5V和2.25V。

与降压模式相同，根据上述推导升压模式下Gid(s)与G3(s)的表达式，作出相应的Bode图，可以求出对应调节电流环的PID控制器的控制参数为Kp＝0.0073458、Ki＝87、Kd＝0.000016；调节电压环的PID控制器的控制参数为Kp＝0.0007815、Ki＝7.42、Kd＝0.000026，图14给出从12V升高到48V的升压模式相应仿真波形。如图14所示，各波形从上至下分别为：输入电压波形图、输出电压波形图、电容电压波形图、第一电感的电流波形图、第二电感的电流波形图、功率开关管的漏源电压波形图、第一二极管的电压波形图、第二二极管的电压波形图和第三三极管的电压波形图。

电感电流波形说明变换器工作于CCM。此外，iL1、iL2的平均电流分别为2.3、5.1A，对输出电压与电感电流放大后可知，输出电压纹波为0.37V，电感L1电流纹波为0.4A，L2电流纹波为0.4A，满足设计要求。此外，考虑到输入电压为12V，对应升高至48V时的占空比为0.5528，输出电压和跨过电容的电压分别为48V和14.7V。

由仿真结果可知，系统在0.01s前进入稳态，对于降压情况下，在0.03s时并入一个4Ω电阻，负载由原来的2Ω降低至1.33Ω，在0.06s时切除之前并入的4Ω电阻，又回到原来的2Ω，增幅50％。

图15a为系统按上述情况运行得到的电压波形，其中图15b为其放大图。可以看出，电压峰峰值波动不超过1.2V，系统重新进入稳态的时间不到0.05s。

同理对于升压情况下，在0.03s时并入一个100Ω电阻，负载由原来的47Ω降低至31.97Ω，在0.04s时切除之前并入的100Ω电阻，又回到原来的47Ω，增幅约50％。

图16a为系统按上述情况运行得到的电压波形，其中图16b为其放大图。可以看出，电压峰峰值波动不超过2.5V，系统重新进入稳态的时间不到0.05s。

除了负载端突变，变换器前级输入也能导致输出电压波动。将系统在0.04s时输入电压突降到11V，图17、18分别为降压与升压模式下系统输入电压突变时的输出电压。可以看出，在输入电压突降到11V时，输出瞬时电压也几乎降到了4.8V，系统经过0.002s后即恢复至5V。在降压时系统对输入电压突变的调节能力优秀，符合所设计预期。而升压模式下在输入电压突降到11V时降到了47V，之后又升高到49V，系统经过不到0.005s恢复至48V，相较于降压时的响应会稍慢一些，有待进一步改进。

本申请涉及一种具有二次升压比的DC/DC变换器。通过采用一个含有电感、电容与二极管的开关网络代替原位置的电感，提出了具有二次电压增益比、输入输出共地、结构简单的升降压DC/DC变换器。该拓扑不仅具有传统升降压型变换器进行升降压功能，并且在保证高电压增益的情况下提升升降压的能力，同时针对该拓扑采用PI双闭环控制来实现变换器的稳定输出。搭建了该变换器的仿真模型并进行样机实验，验证了控制方法的有效性与可靠性。

在一个实施例中，本申请还提供了一种电源系统，包括燃料电池及上述任一实施例中的升降压DC/DC变换器，该升降压DC/DC变换器的第一输入端与第二输入端均连接燃料电池。

在一个实施例中，本申请还提供了一种燃料电池汽车，包括上述电源系统。

在本说明书的描述中，参考术语“有些实施例”、“其他实施例”、“理想实施例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特征包含于本申请的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性描述不一定指的是相同的实施例或示例。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。