图像传感器中的快速多重采样的制作方法

图像传感器中的快速多重采样
1.相关申请的交叉引用
2.本专利文件要求于2020年4月2日提交的发明名称为“图像传感器中的快速多重采样”的申请号为16/839,050的美国专利申请的优先权和权益。上述专利申请的全部内容通过引用并入本专利文件公开内容的一部分。
技术领域
3.本发明涉及集成电路图像传感器领域。更具体地，本发明公开了一种使用短暂且快速斜坡的集成电路图像传感器中的相关多重采样架构。


背景技术：

4.具有高像素数的现代图像传感器试图以最小的功耗实现高帧速率、低读出噪声和高动态范围。现代cmos图像传感器(cis)的基本功能是捕获在光电二极管中转换为电子的光子。这些捕获的电子由包括作为所述图像传感器一部分的一系列模数转换器(adc)读出。在读出链中，更高的功率可以提供更低的读出噪声或更高的动态范围，从而导致图像质量的提高。但更高的功耗也会导致电池寿命缩短和发热时间缩短，这在消费产品中具有内在限制，并且可能导致在cis环境下传感器的性能更差。在功耗和帧率相同的情况下，寻找能够降低所述读出噪声或增加所述动态范围的架构会产生显著的性能优势。


技术实现要素：

5.本发明公开了一种集成电路图像传感器，包括使用短暂且快速斜坡的相关多重采样架构。根据一方面，本发明构思旨在通过在重置转换阶段和信号转换阶段执行多个adc转换来改善读出噪声。通过对来自这些转换的输出结果取平均值，最终结果是使得热噪声降低。通过尽早地终止电压斜升，本发明提供了一种改进的高性能和低噪声图像传感器，仅足以转换表示一定数量电子(光子)的信号。这导致大大节省了额外adc转换的时间。此外，由于一次转换仍覆盖所述像素的整个读出范围，因此不会在所述图像传感器的动态范围内产生负面影响或对其造成损失。
6.根据另一方面，所述相关多重采样架构还包括一种提供良好线性度和可编程增益的可编程增益放大器(pga)。使用所述pga时，短暂的相关多重采样的好处甚至更大，因为所述可编程增益提供了增加斜坡率的灵活性。虽然增加所述斜坡率只会影响来自所述adc每次转换的噪声贡献，但这种贡献会被来自所述pga的增益所降低。然而，额外的转换将降低来自所述adc和所述pga的热噪声。本技术还公开了一种读出所述图像传感器的一个像素或所有像素的信号的相应方法。
7.本发明的这些和其他实施例连同其许多优点和特征将结合下文和附图进行更详细的描述。
附图说明
8.附图不一定按比例绘制，重点在于说明发明构思的原理。例如，为了清楚起见，一些元件的尺寸相对于其他元件被夸大。
9.图1是根据本公开实施例的一种耦合到示例读出电路的像素的框图。
10.图2是根据本公开实施例的一种模数转换器的简化框图。
11.图3是说明根据本公开实施例的一种图像传感器中的模数转换的简化示意框图。
12.图4是说明用于描述图1的基本像素读出的一种示例性像素读出周期的时序图。
13.图5是说明图1的一种示例性像素读出周期的时序图，用于描述根据本公开实施例的图1的像素读出。
14.图6a是可以在本公开实施例中采用的一种斜坡发生器的电路图。图6b是图6a的斜坡发生器的一种输出电压波形。
15.图7是根据本公开另一实施例的一种耦合到示例读出电路的像素的框图。
16.图8是说明根据本公开实施例的图7的读出电路的一种示例性像素读出周期的时序图。
17.图9是说明根据本公开实施例的一种操作集成电路图像传感器的方法的简化流程图。
具体实施方式
18.图1是根据本公开实施例的一种耦合到示例读出电路的像素的框图。参见图1，该像素包括光电二极管(或光敏元件)pd，耦合到该光电二极管pd的转移晶体管tx，具有耦合到该转移晶体管tx的栅极的源极跟随器sf，以及耦合到设置在该转移晶体管tx和该源极跟随器sf的栅极之间的浮动扩散节点fd的重置晶体管rst。该重置晶体管rst用于当该重置晶体管rst打开时，将该浮动扩散节点fd充电至重置电压vdd_rst，从而重置该浮动扩散节点fd。通过打开该转移晶体管tx，该光电二极管pd可以与该浮动扩散节点fd一起被重置。该源极跟随器sf的一端耦合到该源极跟随器电压vdd_sf，另一端耦合到选择晶体管sel。该选择晶体管sel具有耦合到行选择线的栅极(未示出)，并且设置在该源极跟随器sf和电压读出线之间，该电压读出线向模数转换器adc提供模拟输出像素信号vout。该选择晶体管sel耦合到电流源ibias。在一个实施例中，该转移晶体管tx，该复位晶体管rst，该源极跟随器sf和该选择晶体管sel为nmos晶体管。
19.在一个实施例中，该模数转换器adc包括比较器和计数器，并且从斜坡电压发生器接收斜坡电压vramp。如本文所使用的，该斜坡电压发生器可以被称为斜坡发生器。该斜坡电压vramp也可以被称为斜坡、斜坡信号或斜坡电压信号。该斜坡电压vramp以恒定速率随时间而增加。参见图1，该读出电路还可以包括控制器，用于生成控制信号以打开和关闭该转移晶体管tx，该重置晶体管rst，该源极跟随器sf，以及该选择晶体管sel。该控制器还向该斜坡电压发生器提供控制信号，用于在该重置转换阶段和该信号转换阶段(也称为信号测量阶段)的不同时间间隔期间控制该斜坡电压vramp。在一个实施例中，该控制器可以作为一个设置在该读出电路外部的分离装置而实现。在另一实施例中，该控制器可以集成在包括像素阵列和多个读出电路的该图像传感器中。该斜坡电压发生器向该读出电路提供斜坡电压。下面将更详细地描述该adc，该控制器，以及该斜坡电压发生器。
20.图2是根据本公开实施例的一种模数转换器(adc)20的简化框图。该模数转换器20包括电压比较器21和耦合到该比较器21的计数器22。该计数器22接收参考时钟信号clk和重置信号reset。该计数器22响应于该参考时钟信号clk进行计数，而该比较器21将该像素输出信号vout与该斜坡电压vramp进行比较。当该斜坡电压vramp达到或超过vout的电平时，该比较器21向该计数器22输出比较信号stop。作为响应，该计数器22停止计数，并且存储在该计数器中的计数值是表示该像素输出信号vout的数字字符。参见图2，控制器23除了提供控制信号以打开和关闭该晶体管以读出图像传感器的像素的模拟信号外，还输出控制信号以将存储在该计数器22中的计数值锁存到数据存储器24中，将该计数值转移到处理器(未示出)以进行进一步处理，并重置该计数器22。在一个实施例中，该计数器22可以是同步计数器。在另一实施例中，该计数器22可以是二进制纹波计数器。
21.在一个实施例中，该adc20还可以包括设置在该比较器21之前的可编程增益放大器(pga)，即，该pga设置在该像素输出信号vout和该比较器之间，并且在向该比较器21提供放大(缩放)的像素输出信号vout’之前，在该像素输出信号vout上增加可编程增益。该pga提供了增加该斜坡信号vramp的斜坡率的灵活性。该斜坡率的增加允许进行额外的模数转换，从而有利于降低来自该adc和该pga的热噪声。值得注意的是，虽然增加该斜坡率只会影响来自该adc每次转换的噪声贡献，但这种贡献会被来自该pga的增益所降低。
22.在一个实施例中，高像素数图像传感器中的adc架构是斜坡adc。在斜坡adc中，单个线性斜坡电压斜升与参考时钟(例如，时钟信号clk)一起提供给多个adc(通常为数千个)。每个adc包含一个比较器，用于将来自该像素的输出电压与该斜坡电压进行比较。每个adc还包含一个数字电路(例如，计数器22)以对时钟周期进行计数。每个adc捕获从该斜坡开始到该斜坡电压达到或超过该像素输出电压的那一刻的时钟周期数。这种架构的好处是，该adc的许多实例中的每一个只需要包含一个简单的比较器和一个数字计数器。与每个adc中的比较器相比，该斜坡发生器电路具有更多的组件和相当大的功耗，但整个图像传感器只需要其中一个，因此该斜坡发生器的总面积和功率需求只是该adc总面积和功率的一小部分。
23.在一个实施例中，选择adc的数量使得可以一次读出该图像传感器的一些行数或行的一部分。在示例实施例中，图像传感器可以具有单行中的8000个像素和4000个adc，每个adc耦合到一列，因此可以一次读出一行中的一半像素。为了读出帧，要按顺序读出每组行或行的一部分。在具有一行8000个像素和4000个adc的示例实施例中，该图像传感器可能有6000行(即，一列6000个像素)，然后需要12000个连续的adc转换来读出该整个图像帧。该图像传感器的帧速率受限于这12000次顺序转换的执行速度。
24.高像素数图像传感器的另一个共同特性是，当该像素处于重置状态时，首先执行adc转换，然后在电子从该光电二极管转移到小电容器并转换为电压后，执行第二adc转换。基于该像素电荷的信号被认为是该两次adc转换之间的差异。这种方法非常有利于解决损害问题，例如该重置转换的kt/c噪声、该像素读出电路或adc中的偏移以及系统中的1/f噪声。对于以1-3个电子水平的读出噪声性能为目标的图像传感器，为了获得可接受的性能，通常以某种形式强制执行。通过向重置栅极施加脉冲来启动该重置阶段，该重置栅极将该像素中节点上的电压返回到重置状态。该信号测量阶段通过向tx栅极施加脉冲来启动，该tx栅极将电子从该光电二极管转移到同一节点。
25.图3是说明根据实施例的一种图像传感器30中的模数转换的简化示意框图。参见图3，该图像传感器30包括具有n行像素和m列像素的像素阵列，每列耦合到该模数转换器(adc)33a、33b、...，33m之一。每个该adc可以包括如图2所示的比较器和计数器。每个该计数器接收公共时钟信号clk并且包括对应于从相关列的像素接收的模拟像素信号的计数值。响应于控制器36提供的控制信号，每个计数器的计数值被锁存到数据存储器35中。在一些实施例中，该adc的数量少于该像素阵列中的列的数量，使得该adc被列顺序地共享。
26.改善读出噪声的一个构思是，在该重置和信号转换阶段执行多个adc转换。通过对来自这些转换的输出结果取平均值，最终结果是使得与附加转换次数的平方根成正比的热噪声与信号之比降低。这种方法的缺点是，像素转换的时间与执行的转换次数成比例地增长，因此这种方法既降低了帧速率，又增加了每帧捕获的总能量。
27.图像传感器的一个有趣特性是，该光子到达率是一个泊松过程，其具有功率等于平均光子到达率的散粒噪声。捕获的电子也是如此。电压中的该散粒噪声等于电子的平方根。这样的意义在于，对于捕获电子数量较多的像素，该adc的读出噪声可以显著降低。例如，对于具有1个电子读出噪声的adc，以及对于平均电子捕获率为每次曝光1个电子的像素，其该散粒噪声和该读出噪声是相等的。但是对于平均电子捕获率为100个电子的像素，其该散粒噪声增加到10个电子。这可以显著降低该adc读出噪声，而不会对测量的总噪声产生任何显著影响。
28.图4是说明用于描述图1的基本像素读出电路的一种示例性像素读出周期的时序图。参见图4，当该重置晶体管rst打开时(rst信号被断言为高)，将该浮动扩散节点fd用该重置电压vdd_rst进行充电。然后关闭该重置晶体管rst(rst信号被断言为低)，在该重置转换阶段获得的值401表示该读出电路的噪声有效值。当该转移晶体管tx打开时(tx信号被断言为高)，指示由该像素接收的光子的模拟像素信号402被该读出电路接收。然后该转移晶体管tx关闭(tx信号被断言为低)。然后在该信号转换阶段(信号测量阶段)测量该模拟像素信号。该重置转换阶段的像素信号401和该信号测量阶段的像素信号402之间的差异表示该模拟像素信号的有效电压值，其中从测量的模拟像素信号值中减去该读出电路的噪声值。
29.本发明的一个发明构思是，在该重置转换阶段和该信号转换阶段执行多个adc转换，但在该信号转换阶段的额外转换尽早地终止该电压斜升——仅足以转换表示例如从该像素光电二极管读出的100个电子或更少电子的信号。这导致了为该额外的adc转换节省了大量时间，此外，由于一次转换仍覆盖该像素的整个读出范围，因此不会在转换的动态范围内产生负面影响或对其造成损失。
30.斜坡adc的特性是，与像素输出电压相关的噪声与该斜坡率的平方根成正比。因此，如果在执行额外转换的同时要在相同的时间内读出该像素，则必须增加该斜坡率，这将导致相关的噪声增加。如果将该斜坡率增加2倍使得转换次数可以增加2倍，则转换次数增加带来的好处将被该斜坡率增加的损失所抵消。
31.使用典型的大像素cis来描述本发明构思的示例斜坡adc，其正常斜坡率为1v/μs，来自该像素的最大输出电压摆幅为1v。那么，该像素的整个范围需要在1μs内读出。假设1v输出摆幅由最大电子数为10000且转换增益为100μv/电子的像素确定，那么每个电子会为输出增加额外的100μv。在这种情况下，读出100个电子只需要10mv的斜坡电压摆幅，这与全摆幅相比非常小。实际上，会有一些架空要求，例如需要100mv的最小斜坡。因此，只需增加
300ns的转换时间就可以获得三个额外的转换。或者，该斜坡率可以增加到1.3v/μs，并且热噪声减少2倍(2等于4的平方根)的好处可以在每次转换噪声增加仅1.14倍(1.3的平方根)的情况下获得。
32.图5是说明一种示例性像素读出周期的时序图，用于描述根据本公开实施例的图1的读出电路的像素读出。参见图1，图2和图5，当该重置晶体管rst打开时(rst信号被断言为高)，将该浮动扩散节点fd用该重置电压vdd_rst进行充电。然后关闭该重置晶体管rst(rst信号被断言为低)。在该重置转换阶段，该斜坡电压发生器提供多个具有第一幅度(第一电平)512的第一短斜坡511，并且该较器将存储在该浮动扩散节点fd中的该第一模拟信号与该多个第一短斜坡中的每一个进行比较，以获得多个第一比较结果。此后，该转移晶体管tx打开(tx信号被断言为高)，该光电二极管中的电荷被转移到该浮动扩散节点fd，并且当该sel晶体管接通时，该源极跟随器sf将电荷作为第二模拟信号(例如，模拟输出信号)vout提供给该adc。在该信号转换阶段，该斜坡电压发生器提供多个具有第二幅度(第二电平)514的第二短斜坡513和具有第三幅度(第三电平)516的满量程斜坡515，该比较器将该第二模拟信号与每个该第二短斜坡513和该满量程斜坡515相比较，以获得多个第二比较结果和第三比较结果。该控制器根据该第二比较结果与该第三比较结果决定输出信号。在一个实施例中，该第一电平可以对应于1到3个电子(光子)的电压电平，该第二电平可以对应于100个电子的电压电平，以及该第三电平可以对应于10000个电子的电压电平。
33.当确定该第三比较结果为正，即存在该第三比较结果时，该控制器确定该第二模拟信号为亮电平信号。当确定该第三比较结果为负，即在该信号转换阶段不存在该第三比较结果时，该控制器确定该第二模拟信号为暗电平信号。
34.参见图2和图5，在该重置转换阶段，该第一短斜坡511到达从该浮动扩散节点fd接收到的该第一模拟信号(即噪声)的时间由该数字计数器22测量，该数字计数器22对该参考时钟clk的数量进行计数，直到其接收到来自该比较器21的stop信号(当该vramp信号达到或超过该第一模拟信号vout时)。然后，该数字计数器22的计数值在该控制器23的控制下被存储在该数据存储器24中，然后该数字计数器24被重置并准备好进行下一次计数操作。在该信号转换阶段，该第二短斜坡513达到或超过该第二模拟信号(例如，与100个电子相关的信号电平)的时间再次由该数字计数器22测量(当该vramp信号达到或超过该第二模拟信号)。然后计数值在该控制器23的控制下被存储在该数据存储器24中。该数字计数器重新开始其计数操作，以获得多个第二比较结果。类似地，仍然在该信号转换阶段，该满量程斜坡515到达该第三模拟信号(例如，与10000个电子相关联的信号电平)的时间再次由该数字计数器22测量，并且该第三比较结果随后被存储在该数据存储器24中。可以理解的是，第一短斜坡511的数量、第二短斜坡513的数量和该第三满量程斜坡515的数量可以是任意整数n。在图5所示的示例中，示出了四个第一短斜坡511、三个第二短斜坡和一个满量程斜坡，但是应当理解，为了描述示例性实施例，可以任意选择数量并且不应受到限制。
35.在一个实施例中，该控制器23计算多个第一比较结果的平均值以获得第一平均值512和该多个第二比较结果的平均值以获得第二平均值514。该控制器23进一步确定该第二模拟信号是否大于该第二短斜坡的第二电平。在该第二模拟信号大于该第二电平的情况下，该控制器确定该第三比较结果包括亮电平信号(例如，该光电二极管已经积累了大于100个电子的数量)并计算亮电平信号与该第一平均值之间的差值506。该差值与没有读出
噪声(包括该比较器的偏移)的光电二极管中积累的电子数量有关。在该第二模拟信号不大于该第二电平的情况下，该控制器计算该第二平均值514和该第一平均值512之间的差值505并将该差值提供给该处理器用于进一步处理。也就是说，该控制器可以包括用于计算该第一比较结果和该第二比较结果的平均值的算术运算符。在其他实施例中，这些操作可以由该控制器外部的处理器执行。
36.在一个实施例中，该控制器可以通过评估该第三比较结果(该第三满量程斜坡515)来确定该第二模拟信号大于该第二电平。在一个实施例中，该控制器可以通过在该信号转换中的短斜坡513之一的计数结果无效的一些指示来确定该第二模拟信号大于该第二电平，这是由于该adc比较器在该斜坡时间内从未跳闸，结果饱和，或者是结果超出了在该斜坡时间内应被视为有效的限制。
37.在一个实施例中，该控制器可以确定该第二模拟信号足够小以使用所有该第二比较结果，并且该第二模拟信号仅高于某个水平(例如，120个电子)或在该第二电平之上的百分比(例如，10％)，该控制器计算该第二个和该第三比较结果的平均值。
38.在一个实施例中，该控制器可以通过利用上述任何方法确定该第二模拟信号大于该第二电平，在该重置转换阶段，该控制器通过将该第三比较结果与该第一比较的次数相乘来计算最终的第三比较结果。该实施例对应于利用数字增益变化的方法。当然，本领域的技术人员将理解，可以使用具有线性增益变化的其他算术等效方法。
39.图6a是可以在本公开实施例中采用的一种斜坡发生器60a的电路框图。参见图6a，该斜坡发生器60a包括一个标为i的恒流源，其连接在正电压源vdd和输出节点a之间，电容c连接在该输出节点a和地之间，开关sw与电容器c并联。该开关sw在控制信号rampclk的控制下打开和关闭。
40.图6b是图6a的斜坡发生器的输出电压波形。当该开关sw打开时，该电容c由该恒流源i充电并提供线性增加至电平v的电压vramp，其是该电容器c的电容值和该恒流源i的电流值的函数。当该开关sw闭合时，该电压vramp放电至零。在一个实施例中，该开关sw是nmos晶体管，并且当该rampclk信号被断言为高时被打开。该电平v可以通过改变该开关sw连续打开和关闭的持续时间来控制或调整。该斜坡具有与该斜坡时间段无关的相同斜坡率。值得注意的是，该电压vramp被示出为从低电平到高电平线性增加，本领域技术人员将理解，该电压vramp可以使用本领域已知的电路，例如运算放大器、场效应晶体管等，使其进行极性反转。
41.图7是根据本公开另一实施例的一种耦合到示例读出电路70的像素的框图。该读出电路70类似于图1中所示的电路，除了可编程增益放大器pga被布置在该adc之前，并且用于向该adc提供从该浮动扩散节点fd接收的该模拟信号vout的放大模拟信号vouta。在一个实施例中，该可编程增益可以通过利用并联切换的不同值的电容器来提供。在另一实施例中，该可编程增益可以由串联电阻器和反馈电阻器中不同值的电阻器提供。该adc可以具有类似于图2所示和描述的结构的比较器和数字计数器。当然，本领域的技术人员将理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以进行各种改变、替换和变更。
42.根据实施例的一个方面，当使用pga时，可以增加该斜坡发生器的斜坡率以减少额外adc转换的时间损失。在该图像传感器读出中短暂的相关多次采样的好处甚至更大，因为该pga提供了增加斜坡率的更大的灵活性。虽然增加该斜坡率只会影响来自该adc每次转换
的噪声贡献，但这种贡献会被来自该pga的增益所降低。然而，额外的转换将降低来自该adc和该pga的热噪声。
43.图8是说明根据本公开实施例的图7的读出电路的一种示例性像素读出周期的时序图。参见图8，该像素信号vout被施加到该pga的输入，其将该信号vout按照大于1的增益因子缩放为信号vouta。该控制器根据该增益因子调整第一短斜坡811、第二斜坡813和第三满量程斜坡815的斜坡率。例如，该pga将该像素信号vout按照大于2的因子缩放，即该控制器使该第一短斜坡、该第二短斜坡和该满量程斜坡的斜坡率增加相同的倍数。这样的好处是降低了该读出电路的噪声水平。
44.图9是说明根据本公开实施例的一种操作集成电路图像传感器的方法90的简化流程图。参见图9，该方法90包括在重置转换阶段接收(读出)第一模拟信号并将该第一模拟信号与具有相同斜坡率和第一幅度(电平)的多个第一斜坡进行比较，以获得多个第一比较结果，在步骤91中，该第一模拟信号指示在该重置转换阶段的(像素阵列中的像素的)浮动扩散节点的第一电荷。该方法90还包括在信号转换阶段接收第二模拟信号，并将该第二模拟信号与具有大于该第一电平的第二电平的多个第二斜坡和具有大于该第二电平的第三电平的满量程斜坡进行比较，以分别获得多个第二比较结果和第三比较结果，该第二斜坡和该满量程斜坡具有与该第一斜坡相同的斜坡率，并且该第二模拟信号指示该信号转换阶段(步骤92)中的该浮动扩散节点的第二电荷。在步骤93中，该方法90还包括根据该第二比较结果和该第三比较结果确定该模拟信号的输出信号值。当该第二模拟信号大于该第二电平时(是在步骤93中)，方法80包括确定该第二比较结果包括亮电平信号(例如，该浮动扩散节点的第二电荷具有超过100个电子)，计算该亮电平信号与该第一比较结果的第一平均值之间的第一差值，并输出该第一差值作为该第二模拟信号(步骤94)的第一数字表示。当该第二模拟信号不大于该第二电平时(不是在步骤93中)，该方法90包括确定该第二比较结果包括暗电平信号(例如，该浮动扩散节点的第二电荷少于100电子)，计算第二差值作为该第二模拟信号(步骤95)的第二数字表示。
45.在一个实施例中，该第一和第二比较结果以及该第三比较结果是通过具有图2所示和描述的结构的数模转换器获得的。如上所述，该第一、第二和第三比较结果是通过对该第一斜坡的每个时间间隔中的第一参考时钟数和该第二斜坡的每个时间间隔中的第二参考时钟数进行计数而获得的。该第二斜坡包括具有第二电平的多个斜坡和具有大于该第二电平的第三电平的至少一个满量程斜坡。在一个实施例中，该方法90还包括将该第一、第二和第三比较结果存储在数据存储器中以用于进一步处理，例如取平均值和计算差值。在一个实施例中，对同一列中的像素使用相同的模数转换器顺序地执行比较和计数操作。
46.在一个实施例中，该方法90还包括在该重置转换阶段和该信号转换阶段执行多个该adc转换之前放大(缩放)该第一和第二模拟信号。通过放大该第一和第二模拟信号，短暂的相关多重采样操作的好处和优势甚至更大，因为在保持相同的转换时间时，可以更灵活地增加该斜坡率并获得快速的整体转换时间或降低读出电路的噪声水平贡献。
47.根据本发明构思的一个方面，该方法包括在该信号转换阶段尽早地终止第二电压斜升，例如，仅足以转换表示暗电平信号的信号，该暗电平信号表示从像素光电二极管读出的100个或更少的电子。这为额外的adc转换节省了大量时间，此外，由于一次转换仍覆盖该像素的整个读出范围，因此不会在该信号转换的动态范围内对其造成损失。虽然增加该斜
坡率只会影响来自该adc每次转换的噪声贡献，但这种贡献会被来自该pga的增益所降低。然而，额外的转换将降低来自该adc和该pga的热噪声。
48.在一些实施例中，上述步骤可以由与该读出电路集成的控制器或处理器来执行。该控制器可以包括一个或多个处理单元、耦合到该一个或多个处理单元并包括用于执行步骤的指令的存储器(ram、rom、闪存)、用于接收用户指令的输入模块以及用于显示该像素阵列的图像的输出模块。
49.在一个实施例中，该控制器可以通过评估该第三比较结果来确定该第二模拟信号大于该第二电平。在一个实施例中，该控制器可以通过在该信号转换中的短斜坡之一的计数结果无效的一些指示来确定该第二模拟信号大于该第二电平，这是由于该adc比较器在该斜坡时间内从未跳闸，结果饱和，或者结果超出了在给定斜坡时间内应被视为有效的限制。
50.在一些实施例中，该控制器可以确定该第二模拟信号在该第二电平的范围内或者高于该第二电平的某个阈值，该控制器可以通过计算该第二和第三比较结果的平均值来获得该第二模拟信号的数字信号值。
51.在其他实施例中，该控制器可以通过将该第三比较结果与第一比较的次数相乘来确定该第二模拟信号的数字信号值。当该可编程增益放大器中存在增益变化时，可以使用这种方法。
52.本文所公开的实施例不受本文所描述的具体实施例的范围的限制。根据前述描述和附图，除了本文该的那些之外，本发明的实施例的各种修改对于本领域普通技术人员来说将是显而易见的。此外，虽然本发明的一些实施例已经在特定环境中用于特定目的的特定实施例的上下文中进行了描述，但是本领域普通技术人员将认识到其用途不限于此。