一种隔离型双向DC/DC变换电路的输出电流控制方法与流程

一种隔离型双向dc/dc变换电路的输出电流控制方法
技术领域
1.本发明涉及直流变换器输出电流控制技术领域，具体涉及一种隔离型双向dc/dc变换电路的输出电流控制方法。


背景技术：

2.储能装置通过双向dc/dc变换器与直流母线相连接，实现储能装置与母线之间的双向流动。有的储能装置的电压波动范围宽，但是电压等级远远低于直流母线的电压等级，因此需要提供宽范围的双向dc/dc变换器对储能输出电压进行升压变化。对于大功率隔离型的dc/dc变换器而言，可分为谐振型和非谐振型。在非谐振的隔离型dc/dc变换器中，有移相全桥、dab(dual-activebridge)电路等，但是这类电路结构都具有一定的局限性。比如传统的移相全桥只能够单向传输电能，传统dab电路结构移相调制方式比较复杂，稳定性较差，从而影响电能转换。


技术实现要素：

3.鉴于上述的分析，本发明提出的一种隔离型双向dc/dc变换电路的输出电流控制方法以解决现有技术的不足。
4.本发明主要通过以下技术方案来实现：
5.本发明还提供一种隔离型双向dc/dc变换电路的输出电流控制方法，用于控制隔离型双向dc/dc变换电路，所述隔离型双向dc/dc变换电路包括高压侧全桥模块、变压器、低压侧全桥模块以及控制器，所述高压侧全桥模块的两端设有第一滤波单元，所述变压器的高压侧与高压侧全桥模块之间设有谐振电感，所述变压器的低压侧与低压侧全桥模块电连接，所述低压侧全桥模块串接输出电感后与第二滤波模块的两端电连接，所述高压侧全桥模块包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管，所述低压侧全桥模块包括第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管；各开关管分别并联一个体二极管，所述控制器包括分别与各开关管的控制端电连接的pwm控制器；
6.包括如下步骤：
7.采集第一滤波单元两端的输入电压vh、第二滤波模块两端的输出电压v
l
；
8.根据输入电压vh、输出电压v
l
、电流采样周期ts及变压器高压侧、低压侧的绕组匝数比n1：n2，计算在空载状态下低压侧开关管全通的时间信号值ts及目标电流下对应的低压侧开关管的时间信号值k；
9.根据目标电流值iref、ts、k，得到当前目标电流下所对应的低压侧开关管全通的时间信号值tb；
10.获取目标电流值iref与输出电感的电流i
lo
之间的误差电流值，经过pi误差调节后得到误差电流输出值；
11.根据误差电流输出值及tb，获取误差调节后的时间信号值td；
12.当tb≠td时，重复进行误差调节，直到tb＝td，此时的td为误差校准后实际的时间
信号值；
13.由该实际的时间信号值td控制的pwm控制器发出的pwm波，控制各开关管的通断状态，使得低压侧输出电感的实际电流值与目标电流值iref相等。
14.进一步地，所述ts的计算公式如下：进一步地，所述ts的计算公式如下：
15.进一步地，所述k的计算公式如下：
[0016][0017]
进一步地，所述目标时间值tb的计算公式如下：
[0018]
tb＝k
·
iref ts
ꢀꢀꢀ
(3)。
[0019]
进一步地，所述td为误差电流输出值经pi调节后的信号值与目标时间信号值tb之和。
[0020]
进一步地，所述隔离型双向dc/dc变换电路包括零电流模式、升压模式、降压模式；
[0021]
当所述隔离型双向dc/dc变换电路处于零电流模式时，包括4种工作模态：
[0022]
开关模态1：在t0时刻之前，高压侧的第三开关管和第二开关管打开，低压侧的第六开关管和第七开关管同时打开，故谐振电感上的电流i
lc
以斜率为-v
lo
/lo反向增加，输出电感上的电流i
lo
以斜率为v
lo
/lo正向增加，lo为输出电感9的电感值，
[0023]
其中，v
lo
为低压侧输出电感的电压，v
ab
为变压器高压侧a点与b点两端的电压，v
cd
为变压器低压侧c点与d点两端的电压；
[0024]
开关模态2：在[t0，t1]时间段内，t0时刻低压侧的第五开关管和第八开关管打开，此时低压侧的四个开关管全开，低压侧的变压器3被短路，v
cd
＝0，输出电感上电压极性发生变化，i
lo
以斜率为v
lo
/lo开始下降；同时由于低压侧变压器被短路，这导致高压侧变压器电压被箝位在0v，故i
lc
以斜率为-vh/lc继续反向增加；
[0025]
其中，lc为谐振电感的电感值；
[0026]
开关模态3：在[t1，t2]时间段内，t1时刻高压侧第二开关管、第三开关管关闭，并在一小段死区时间后第一开关管和第四开关管打开，低压侧第六开关管与第七开关管关断；此时，高压侧v
ab
＝vh，i
lc
与变压器高压侧电流相同，i
lo
与变压器低压侧电流相同；由于高压侧电流与低压侧部分还未达到平衡关系，所以在该时段内低压侧部分所有开关管的体二极管仍处于导通状态，故v
cd
依旧等于0v，则i
lc
通过高压侧第一开关管和第四开关管的体二极管d1与d4形成电流回路，在第一开关管和第四开关管打开后，由于谐振电感上电压极性发生变化，则i
lc
在该时段内以斜率为vh/lc开始减小，i
lo
方向在t1时刻反向增加，其斜率为v
lo
/lo；
[0027]
开关模态4：在[t2，t3]时间段内，t2时刻高压侧电流与低压侧电流实现平衡，即i
lc
＝(n2/n1)*i
lo
，低压侧开关管的体二极管不再续流，所以变压器不再被短路，v
cd
＝(n2n1)*vh，高压侧与低压侧开始进行能量传输，同时，i
lo
以斜率为v
lo
/lo反向减小后正向增加，i
lc
也以相同斜率反向减小后正向增加。
[0028]
进一步地，当所述隔离型双向dc/dc变换电路处于升压模式或降压模式时，电流的变化模态在开关模态1-开关模态4之间切换。
[0029]
进一步地，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管为绝缘栅双极型晶体管或金属-氧化物半导体场效应晶体管。
[0030]
进一步地，所述第一滤波单元包括第一电容。
[0031]
进一步地，所述第二滤波单元包括第二电容。
[0032]
与现有技术比较本发明技术方案的有益效果为：
[0033]
1、本发明提供的一种隔离型双向dc/dc变换电路的输出电流控制方法，根据目标电流值，以及计算出的ts值与k值，对低压侧输出电感的电流进行误差调节，经过多次误差调节误差减小，直到误差电流输出值为零，此时实际的时间信号值通过pwm控制器调制各开关管的开通和关断，使低压侧输出电感的电流值与需求的目标电流相等，通过对电流进行环路控制以稳定及调节输出电感的实际电流值，通过pwm控制器控制各开关管的通断状态，pi的作用为调整误差；采用上述的电路结构，通过控制开关管及内部体二极管的导通状态可实现双向传输电能，在保证高效率运行的同时，简化了调制方案，同时在满载条件下，变压器的无功电流较小，故运行效率较高，可应用于储能、电动汽车、新能源等领域。
[0034]
2、在高压侧开关管仅需控制对管同时打开关闭，同时，低压侧仅需控制四个开关管同时打开时间即可，且无需移相控制，在升降压模式转换下，电路的工作状态不发生突变。
[0035]
3、通过变压器对高压侧与低压侧实现隔离，与传统dual-active bridge电路相比，在低压侧电流纹波率相同的条件下，由于第二滤波单元与输出电感共同滤波，流过第二滤波单元的电流有效值较小，故该电路需要的电容相对较少；采用全桥结构，相比于半桥结构，在升压工作模式下进行大功率传输时，开关管的电应力可减少一半，在能量传输的过程中，谐振电感以及输出电感的感应电感与开关管寄生电容进行谐振实现零电压开关。
附图说明
[0036]
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0037]
图1是本发明实施例提供的一种隔离型双向dc/dc变换电路的输出电流控制方法应用于对应变换器的调制原理示意图；
[0038]
图2是本发明实施例提供的pwm控制器的控制原理图；
[0039]
图3是本发明实施例提供的一种隔离型双向dc/dc变换电路的输出电流控制方法在零电流模式下各器件的波形示意图；
[0040]
图4是本发明实施例提供的一种隔离型双向dc/dc变换电路的输出电流控制方法在降压模式下各器件的波形示意图；
[0041]
图5是本发明实施例提供的一种隔离型双向dc/dc变换电路的输出电流控制方法
在升压模式下各器件的波形示意图；
[0042]
图6是本发明实施例提供的隔离型双向dc/dc变换电路在零电流模式下开关模态1的等效电路；
[0043]
图7是本发明实施例提供的隔离型双向dc/dc变换电路在零电流模式下开关模态2的等效电路；
[0044]
图8是本发明实施例提供的隔离型双向dc/dc变换电路在零电流模式下开关模态3的等效电路；
[0045]
图9是本发明实施例提供的隔离型双向dc/dc变换电路在零电流模式下开关模态4的等效电路。
[0046]
附图标记如下所示：
[0047]
1、高压侧全桥电路，2、变压器，3、低压侧全桥电路，4、pwm控制器。
具体实施方式
[0048]
为了使本领域技术人员更好地理解本发明，从而对本发明要求保护的范围作出更清楚地限定，下面就本发明的某些具体实施例对本发明进行详细描述。需要说明的是，以下仅是本发明构思的某些具体实施方式仅是本发明的一部分实施例，其中对于相关结构的具体的直接的描述仅是为方便理解本发明，各具体特征并不当然、直接地限定本发明的实施范围。本领域技术人员在本发明构思的指导下所作的常规选择和替换，均应视为在本发明要求保护的范围内。
[0049]
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。
[0050]
实施例1
[0051]
如图1所示，本发明还提供一种隔离型双向dc/dc变换电路的输出电流控制方法，用于控制隔离型双向dc/dc变换电路。
[0052]
隔离型双向dc/dc变换电路包括高压侧全桥电路1、变压器2、低压侧全桥电路3以及控制器，高压侧全桥电路1的两端设有第一滤波单元，变压器2的高压侧与高压侧全桥电路1之间设有谐振电感，变压器2的低压侧与低压侧全桥电路3电连接，低压侧全桥电路3串接输出电感后与第二滤波单元的两端电连接，高压侧全桥电路1包括第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4，低压侧全桥电路3包括第五开关管s5、第六开关管s6、第七开关管s7、第八开关管s8；各开关管分别并联一个体二极管，控制器包括分别与各开关管的控制端电连接的pwm控制器4。
[0053]
具体的，第一开关管s1与第二开关管s2串接，第三开关管s3与第四开关管s4串接，第三开关管s3的第一端部、第一开关管s1的第一端部分别第一滤波单元的第一端部电连接，第二开关管s2的第二端部、第四开关管s4的第二端部分别与第一滤波单元的第二端部电连接，变压器2的高压侧绕组的一端通过谐振电感与第一开关管s1、第二开关管s2的串接处电连接，即a点电连接，变压器2的高压侧绕组的另一端与第三开关管s3、第四开关管s4的串接处电连接，即b点电连接。
[0054]
第五开关管s5与第六开关管s6串接，第七开关管s7与第八开关管s8串接，第五开关管s5的第一端部、第七开关管s7的第一端部相连接并通过输出电感与第二滤波单元的第一端部电连接，第六开关管s6的第二端部、第八开关管s8的第二端部分别与第二滤波单元
的第二端部电连接，变压器2的低压侧绕组的一端与第五开关管s5、第六开关管s6的串接处电连接，即c点电连接，变压器3的低压侧绕组的另一端与第七开关管s7、第八开关管s8的串接处电连接，即d点电连接。
[0055]
本发明中的一种隔离型双向dc/dc变换电路是储能逆变系统中光伏组件1与蓄电池5之间dc/dc变换器的一部分，可实现隔离型升降压的作用，可将变压器2及谐振电感替换为漏感较大的变压器。
[0056]
本实施例中，第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4、第五开关管s5、第六开关管s6、第七开关管s7、第八开关管s8为绝缘栅双极型晶体管或金属-氧化物半导体场效应晶体管。优选为nmos管。
[0057]
较佳地，第一滤波单元包括第一电容c1，第二滤波单元包括第二电容c2。
[0058]
本实施例中，谐振电感为电感lc，输出电感为电感lo，高压侧绕组的匝数为n1，低压侧绕组的匝数为n2，其中，n1》n2，具体匝数需要根据实际输入输出电压需求进行设计，第一电容c1、第二电容c2、电感lc、电感lo以及各开关管的参数选择需要根据输出侧电流纹波需求确定。
[0059]
具体的，第一滤波单元设置在高压侧电源的两端，第二滤波单元设置在低压侧电源的两端。
[0060]
本实施例中，高压侧电源为光伏组件，低压侧电源为蓄电池。其中，光伏组件两端的电压为vh，蓄电池两端的电压为v
l
。
[0061]
控制方法包括如下步骤：
[0062]
采集第一滤波单元两端的输入电压vh、第二滤波单元两端的输出电压v
l
；
[0063]
根据输入电压vh、输出电压v
l
、电流采样周期ts及变压器2高压侧、低压侧的匝数比n1：n2，计算在空载状态下低压侧开关管全通的时间信号值ts及目标电流下对应的低压侧开关管的时间信号值k；
[0064]
根据目标电流值iref、ts、k，得到当前目标电流下所对应的低压侧开关管全通的时间信号值tb；
[0065]
获取目标电流值iref与输出电感的电流i
lo
之间的误差电流值，经过pi误差调节后得到误差电流输出值；
[0066]
根据误差电流输出值及tb，获取误差调节后的时间信号值td；
[0067]
当tb≠td时，重复进行误差调节，直到tb＝td，此时的td为误差校准后实际的时间信号值；
[0068]
由该实际的时间信号值td控制的pwm控制器4发出的pwm波，控制各开关管的通断状态，使得低压侧输出电感的实际电流值与目标电流值iref相等。
[0069]
本实施例中，经过多次误差控制后，误差不断减小，使得误差电流输出值为0，此时tb＝td。目标电流值iref根据负载实际需求确定。
[0070]
在高压侧以及低压侧电压需求不变的情况下，控制低压侧四管同时导通时间长度，即t0和t1，但是t2-t0保持不变。图3为在零电流模式下即空载情况下该电路工作模态；如图4所示，在降压模式下，若需要高压侧母线给低压侧电池充电，则低压侧四管导通时间相对于零电流模式下要短；如图5所示，在升压模式下，若高压侧母线需要低压侧电池供电，则低压侧四管导通时间相对于零电流模式要长。
[0071]
其中，t0表示低压侧开关管全部导通时刻，t1表示低压侧开关管全部导通结束时刻，t2表示高压侧电流乘变压器变比等于低压侧电流的时刻。
[0072]
如图2所示，由于高压侧部分开关管与低压侧部分开关管的对角开关管同时打开和关闭，即第一开关管s1与第四开关管s4同时打开关闭，第二开关管s2与第三开关管s3同时打开关闭，第五开关管s5和第八开关管s8同时打开关闭，第六开关管s6和第七开关管s7同时打开和关闭。故图2-4中只标明每个对角的一只开关管的开关状态，同时图中低压的阴影部分表示低压侧的四只开关管同时打开。
[0073]
具体的，如图3-5所示，隔离型双向dc/dc变换电路包括零电流模式、升压模式、降压模式；
[0074]
当隔离型双向dc/dc变换电路处于零电流模式时，包括4种工作模态：
[0075]
开关模态1：如图6所示，在t0时刻之前，高压侧的第三开关管s3和第二开关管s2打开，低压侧的第六开关管s6和第七开关管s7同时打开，故谐振电感上的电流i
lc
以斜率为-v
lo
/lo反向增加，输出电感上的电流i
lo
以斜率为v
lo
/lo正向增加，lo为输出电感9的电感值，
[0076]
其中，v
lo
为低压侧输出电感的电压，v
ab
为变压器2高压侧a点与b点两端的电压，v
cd
为变压器2低压侧c点与d点两端的电压。
[0077]
开关模态2：如图7所示，在[t0，t1]时间段内，t0时刻低压侧的第五开关管s5和第八开关管s8打开，此时低压侧的四个开关管全开，低压侧的变压器2被短路，v
cd
＝0，输出电感7上电压极性发生变化，i
lo
以斜率为v
lo
/lo开始下降；同时由于低压侧变压器2被短路，这导致高压侧变压器2电压被箝位在0v，故i
lc
以斜率为-vh/lc继续反向增加；
[0078]
其中，lc为谐振电感6的电感值；
[0079]
开关模态3：如图8所示，在[t1，t2]时间段内，t1时刻高压侧第二开关管s2、第三开关管s3关闭，并在一小段死区时间后第一开关管s1和第四开关管s4打开，低压侧第六开关管s6与第七开关管s7关断；此时，高压侧v
ab
＝vh，i
lc
与变压器2高压侧电流相同，i
lo
与变压器2低压侧电流相同；由于高压侧电流与低压侧部分还未达到平衡关系，所以在该时段内低压侧部分所有开关管的体二极管仍处于导通状态，故v
cd
依旧等于0v，则i
lc
通过高压侧第一开关管s1和第四开关管s4的体二极管d1与d4形成电流回路，在第一开关管s1和第四开关管s4打开后，由于谐振电感上电压极性发生变化，则i
lc
在该时段内以斜率为vh/lc开始减小，i
lo
方向在t1时刻反向增加，其斜率为v
lo
/lo；
[0080]
开关模态4：如图9所示，在[t2，t3]时间段内，t2时刻高压侧电流与低压侧电流实现平衡，即i
lc
＝(n2/n1)*i
lo
，低压侧开关管的体二极管不再续流，所以变压器2不再被短路，v
cd
＝(n2/n1)*vh，高压侧与低压侧开始进行能量传输，同时，i
lo
以斜率为v
lo
/lo反向减小后正向增加，i
lc
也以相同斜率反向减小后正向增加。根据电流上升或下降斜率的理论依据，可推导出ts值以及k值。
[0081]
较佳地，当隔离型双向dc/dc变换电路处于升压模式或降压模式时，电流的变化模态在开关模态1-开关模态4之间切换。即在升降压模式转换下，电路工作状态不发生突变。
[0082]
优选地，ts的计算公式如下：优选地，ts的计算公式如下：
[0083]
本实施例中，ts为t2时刻的时间信号值与t0时刻的时间信号值之差的1/2。
[0084]
优选地，k的计算公式如下：
[0085][0086]
具体的，目标时间值tb的计算公式如下：
[0087]
tb＝k
·
iref ts
ꢀꢀꢀꢀ
(3)。
[0088]
具体的，td为误差电流输出值经pi调节后的信号值与目标时间信号值tb之和。
[0089]
本实施例中，td为t1时刻的时间信号值与t0时刻的时间信号值之差。
[0090]
以上仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。