电流检测电路的制作方法

1.本说明书中所揭示的发明涉及一种电流检测电路。


背景技术：

2.以往，电流检测电路被用在各种应用(led(light emitting diode，发光二极管)驱动器ic(integrated circuit，集成电路)及开关电源ic等)中，该电流检测电路基于感测电阻的电压降，而产生表示监控对象电流的电流检测信号。
3.另外，作为与上文所述内容相关的先前技术的一例，可例举专利文献1。
4.[现有技术文献]
[0005]
[专利文献]
[0006]
[专利文献1]国际公开第2017/022633号


技术实现要素：

[0007]
[发明要解决的问题]
[0008]
然而，以往的电流检测电路的检测精度尚有改善的余地。
[0009]
本说明书中所揭示的发明的目的在于，鉴于本案发明人等所发现的所述问题，提供一种检测精度较高的电流检测电路。
[0010]
[解决问题的技术手段]
[0011]
例如，本说明书中所揭示的电流检测电路为如下构成(第1构成)，具有：电流输出型差动放大器；第1输入电阻，构成为连接在所述差动放大器的第1输入端与第1电流感测端子之间；第2输入电阻，构成为连接在所述差动放大器的第2输入端与第2电流感测端子之间；输出电阻，构成为连接在所述差动放大器的输出端；第1反馈电流路径，构成为使第1反馈电流在所述差动放大器的所述第1输入端与所述输出端之间流动；以及第2反馈电流路径，构成为使第2反馈电流在所述第2电流感测端子与所述差动放大器的所述输出端之间流动。
[0012]
另外，可以构成为，在包含所述第1构成的电流检测电路中，所述第1反馈电流与所述第2反馈电流的值相同(第2构成)。
[0013]
此外，可以构成为，包含所述第1构成的电流检测电路中，对所述第1反馈电流与所述第2反馈电流赋予了偏移(第3构成)。
[0014]
此外，例如，本说明书中所揭示的电流检测电路可以为如下构成(第4构成)，具有：电流输出型差动放大器；第1输入电阻，构成为连接在所述差动放大器的第1输入端与第1电流感测端子之间；第2输入电阻，构成为连接在所述差动放大器的第2输入端与第2电流感测端子之间；v-i转换器，将电压信号转换为电流信号；反馈电阻，构成为决定所述v-i转换器的增益；第1基准电流路径，构成为使第1基准电流在所述第1电流感测端子与所述v-i转换器的第1输出端之间流动；以及第2基准电流路径，构成为使第2基准电流在所述第2电流感测端子与所述v-i转换器的第2输出端之间流动。
[0015]
此外，本说明书中所揭示的半导体装置为如下构成(第5构成)，具有：所述第1电流感测端子；所述第2电流感测端子；静电保护二极管，分别连接在所述第1电流感测端子及所述第2电流感测端子；以及包含所述第1至第3中任一构成的电流检测电路。
[0016]
另外，可以构成为，包含所述第5构成的半导体装置还具有：输出元件；以及输出反馈控制部，利用下限(bottom)检测导通时间固定方式驱动所述输出元件，使得从所述电流检测电路输出的电流检测信号与特定的目标值一致(第6构成)。
[0017]
此外，可以构成为，在包含所述第6构成的半导体装置中，所述输出反馈控制部包含：斜率信号产生部，产生斜率信号；误差放大器，产生误差信号，该误差信号对应于从所述电流检测电路输出的电流检测信号与特定的基准信号的误差；比较器，将所述斜率信号与所述误差信号进行比较而产生置位信号；导通时间设定部，在从所述置位信号的脉冲产生时点起经过了特定的导通时间的时间点，使复位信号产生脉冲；控制器，根据所述置位信号及所述复位信号，产生所述输出元件的控制信号；以及驱动器，基于所述控制信号，产生所述输出元件的驱动信号(第7构成)。
[0018]
此外，可以构成为，在包含所述第7构成的半导体装置中，所述斜率信号产生部包含gm(互导)放大器，该gm放大器构成为，在不从所述第1电流感测端子及所述第2电流感测端子馈入电流的情况下，检测在两端子间出现的感测电压(第8构成)。
[0019]
此外，可以构成为，在包含所述第7或第8构成的半导体装置中，所述导通时间设定部包含源极跟随器，该源极跟随器构成为，在不从所述第1电流感测端子及所述第2电流感测端子馈入电流的情况下，检测在所述第2电流感测端子中出现的端子电压(第9构成)。
[0020]
此外，本说明书中所揭示的模块为如下构成(第10构成)，具有：包含所述第6至第9中任一构成的半导体装置；电感器、感测电阻及负载，串联连接在所述输出元件；第1电流限制电阻，连接在所述第1电流感测端子与所述感测电阻之间；以及第2电流限制电阻，连接在所述第2电流感测端子与所述感测电阻之间。
[0021]
另外，可以构成为，在包含所述第10构成的模块中，所述负载包含发光二极管元件(第11构成)。
[0022]
此外，可以构成为，包含所述第11构成的模块还具有矩阵管理器，该矩阵管理器构成为，任意地切换所述发光二极管元件的串联段数(第12构成)。
[0023]
[发明效果]
[0024]
根据本说明书中所揭示的发明，能够提供一种检测精度较高的电流检测电路。
附图说明
[0025]
图1是表示led灯模块的第1实施方式的图。
[0026]
图2是表示下限检测导通时间固定方式的输出反馈控制的图。
[0027]
图3是表示led灯模块的第2实施方式的图。
[0028]
图4是表示led驱动器ic所需的响应性能的图。
[0029]
图5是表示负载开路/短路试验时流动的浪涌电流的路径的图。
[0030]
图6是表示负载开路/短路试验时流动的浪涌电流的波形的图。
[0031]
图7是表示led灯模块的第3实施方式的图。
[0032]
图8是表示电流感测放大器中的增益误差的产生的图。
[0033]
图9是表示led灯模块的第4实施方式的图。
[0034]
图10是表示电流检测信号的温度特性的图。
[0035]
图11是表示led灯模块的第5实施方式的图。
[0036]
图12是表示电流感测放大器中的增益误差的消除的图。
[0037]
图13是表示led灯模块的第6实施方式的图。
[0038]
图14是等效地表示第6实施方式的电流检测电路的图。
具体实施方式
[0039]
《led灯模块(第1实施方式)》
[0040]
图1是表示led灯模块的第1实施方式(基础构成)的图。第1实施方式的led灯模块x具有：led驱动器ic1、led串2(＝串联连接的多个发光二极管元件)、各种分立零件(电容器cb、cc及co、电感器l1、电阻rt以及感测电阻rs)。
[0041]
led驱动器ic1是使功率系统的输入电压vi降低而对led串2进行电力供给的半导体装置。另外，led驱动器ic1作为用来确立与ic外部的电连接的机构，具有多个外部端子(pin引脚、sw引脚、boot引脚、pgnd引脚、snsp引脚、snsn引脚、ton引脚及comp引脚等)。
[0042]
pin引脚是功率系电源端子。sw引脚是开关输出端子。boot引脚是上侧栅极驱动用自举电容器连接端子。pgnd引脚是功率系统接地端子。snsp引脚是第1电流感测端子( )。snsn引脚是第2电流感测端子(-)。ton引脚是导通时间设定用电阻连接端子。comp引脚是相位补偿用电容器连接端子。
[0043]
pin引脚连接在功率系统电源端(输入电压vi的施加端)。sw引脚连接在电感器l1的第1端。电感器l1的第2端连接在感测电阻rs的第1端。感测电阻rs的第2端连接在led串2的阳极。led串2的阴极连接在接地端。在boot引脚与sw引脚之间连接着电容器cb(自举用电容器)。在led串2的阳极与接地端之间连接着电容器co(输出电容器)。感测电阻rs的第1端(高电位端)连接在snsp引脚。感测电阻rs的第2端(低电位端)连接在snsn引脚。pgnd引脚连接在功率系统接地端。在ton引脚与接地端之间连接着电阻rt(导通时间设定电阻)。在comp引脚与接地端之间连接着电容器cc(相位补偿用电容器)。
[0044]
《led驱动器ic》
[0045]
继而，参照图1，对led驱动器ic1的电路构成进行说明。本构成例的led驱动器ic1作为用来驱动led串2的机构，是将上侧开关11h、下侧开关11l、上侧驱动器12h、下侧驱动器12l、控制器13、导通时间设定部14、斜率信号产生部15、电流感测放大器16、误差放大器17、比较器18、dac(digital-analog converter，数模转换器)19及自举用二极管d1集成化而成。当然，led驱动器ic1中也可集成除了上文所述以外的构成要素(温度检测电路、各种保护电路等)。
[0046]
上侧开关11h连接在pin引脚与sw引脚之间，根据上侧栅极信号gh而导通/断开。另外，上侧开关11h适宜使用nmosfet(n-channel type metal oxide semiconductor field effect transistor，n沟道型金属氧化物半导体场效应管)等。在此情况下，上侧开关11h在gh＝h(＝boot)时导通，在gh＝l(＝sw)时断开。另外，也能够不使用nmosfet而是使用pmosfet(p-channel type metal oxide semiconductor field effect transistor，p沟道型金属氧化物半导体场效应管)作为上侧开关11h。在此情况下，则不需要自举用二极管
d1、电容器cb及boot引脚。
[0047]
下侧开关11l连接在sw引脚与pgnd引脚之间，根据下侧栅极信号gl而导通/断开。另外，下侧开关11l适宜使用nmosfet等。在此情况下，下侧开关11l在gl＝h(＝5vext)时导通，在gl＝l(＝pgnd)时断开。
[0048]
像这样连接的上侧开关11h及下侧开关11l形成了从sw引脚输出矩形波状开关电压vsw的半桥输出级。也就是说，上侧开关11h相当于输出元件，下侧开关11l相当于同步整流元件。另外，所述电感器l1、感测电阻rs及led串2成为与上侧开关11h串联连接的状态。此外，在该图中，举出了同步整流方式的半桥输出级，但在采用二极管整流方式的情况下，使用二极管作为下侧开关11l即可。
[0049]
上侧驱动器12h基于从控制器13输入的上侧控制信号sh，产生上侧栅极信号gh。另外，上侧栅极信号gh的高电平成为在boot引脚中出现的升压电压vbst(≒vsw 5vext)。另一方面，上侧栅极信号gh的低电平成为sw引脚中出现的开关电压vsw。
[0050]
下侧驱动器12l基于从控制器13输入的下侧控制信号sl，产生下侧栅极信号gl。另外，下侧栅极信号gl的高电平成为定电压5vext(内部电源电压或另外的外部输入电压)。另一方面，下侧栅极信号gl的低电平成为pgnd引脚的端子电压(功率系统接地电压)。
[0051]
控制器13例如包含受理置位信号set及复位信号rst的输入的rs(reset-set，复位置位)触发器，产生上侧控制信号sh及下侧控制信号sl，以使上侧开关11h及下侧开关11l互补地导通/断开。
[0052]
更具体来说，控制器13产生上侧控制信号sh及下侧控制信号sl，从而在置位信号set的上升时点使上侧开关11h导通，使下侧开关11l断开，另一方面，在复位信号rst的上升时点使上侧开关11h断开，使下侧开关11l导通。
[0053]
其中，本说明书中的「互补地」一词应当广义地理解为，不只是上侧开关11h及下侧开关11l各自的导通/断开状态完全相反的情况，也包括设置了用来防止贯通电流的同时断开时间(所谓空载时间)的情况。
[0054]
导通时间设定部14在从置位信号set的上升时点(还有上侧开关11h的导通时点)起经过了特定的导通时间ton的时间点，使复位信号rst上升至高电平。另外，导通时间设定部14具备根据连接在ton引脚的电阻rt的电阻值而任意地设定导通时间ton的功能。此外，导通时间设定部14也具备基于pin引脚及snsn引脚各自的端子电压，以抑制开关频率fsw的变动的方式使导通时间ton可变的功能。
[0055]
斜率信号产生部15检测snsp引脚与snsn引脚的端子间电压(＝在感测电阻rs的两端间产生的感测电压vsns)，产生包含电感器电流il的信息(交流分量)的斜率信号vslp。另外，电感器电流il越大，斜率信号vslp变得越高，电感器电流il越小，斜率信号vslp变得越低。
[0056]
电流感测放大器16(＝相当于电流检测电路)放大所述感测电压vsns而产生电流检测信号viset。在感测电阻rs中流动的输出电流iled(＝平均电感器电流il_ave)越大，电流检测信号viset变得越高，输出电流iled越小，电流检测信号viset变得越低。另外，对于电流检测信号viset，也可以赋予任意的偏移电压vofs(几百mv)。
[0057]
误差放大器17进行与差量相应的电流输出，并对电容器cc进行充放电，由此产生误差信号vc，所述差量是输入至非反相输入端( )的模拟调光信号vdcdim(＝相当于特定的
基准信号)与输入至反相输入端(-)的电流检测信号viset的差量。另外，误差信号vc在viset＜vdcdim时上升，在viset＞vdcdim时降低。
[0058]
比较器18通过将输入至反相输入端(-)的斜率信号vslp与输入至非反相输入端( )的误差信号vc进行比较，而产生置位信号set。置位信号set在vc＜vslp时成为低电平，在vc＞vslp时成为高电平。因此，误差信号vc越低，置位信号set的上升时点(还有上侧开关11h的导通时点)变得越晚，反过来，误差信号vc越高，置位信号set的上升时点变得越早。
[0059]
dac19将外部输入至led驱动器ic1的m比特(例如m＝10)的数字调光信号iset转换为模拟调光信号vdcdim。
[0060]
另外，所述构成要素中的上侧驱动器12h及下侧驱动器12l、控制器13、导通时间设定部14、斜率信号产生部15、电流感测放大器16、误差放大器17、比较器18以及dac19作为下限检测导通时间固定方式的输出反馈控制部发挥作用，互补地驱动上侧开关11h及下侧开关11l，使得从开关输出端子sw供给至led串2的输出电流iled与特定的目标值一致。
[0061]
《输出反馈控制》
[0062]
图2是表示下限检测导通时间固定方式的输出反馈控制的图，从上往下依序描绘了电感器电流il及开关电压vsw。
[0063]
在上侧开关11h断开且下侧开关11l导通期间，开关电压vsw成为低电平(＝在下侧开关11l的漏极、源极间产生的负电压-vdsw)。此时，从pgnd引脚经由下侧开关11l流动至sw引脚的电感器电流il随着电感器l1的能量释出而减少。
[0064]
继而，当电感器电流il减少到与误差信号vc对应的下限值il_btm时，变为vc＞vslp，置位信号set上升至高电平。结果，上侧开关11h导通，下侧开关11l断开。此时，因为开关电压vsw成为高电平(≒vi)，所以从pin引脚经由上侧开关11h流动至sw引脚的电感器电流il增大。
[0065]
其后，当经过特定的导通时间ton时，复位信号rst上升至高电平，上侧开关11h断开，下侧开关11l导通，因此电感器电流il再次从增大转变为减少。结果，电感器电流il成为在峰值il_pk与下限值il_btm之间反复增大和减少的涟波形。
[0066]
此处，电感器电流il的下限值il_btm根据电流检测信号viset(＝相当于平均电感器电流il_ave)与模拟调光信号vdcdim(＝相当于平均电感器电流il_ave的目标值)的差量进行变动。此外，电感器电流il的涟波振幅δil(＝il_pk－il_btm)根据导通时间ton而确定。
[0067]
因此，通过重复所述一系列动作，在led驱动器ic1中，进行下限检测导通时间固定方式的输出反馈控制，使得平均电感器电流il_ave(还有输出电流iled)与特定的目标值一致。
[0068]
另外，关于led驱动器ic1的输出反馈控制方式，未必限定于所述方式，例如也可以不采用下限检测导通时间固定方式而是采用峰值检测断开时间固定方式，或者，也可以采用迟滞窗方式。此外，在不要求高速响应的应用中，也能够采用pwm(pulse width modulation，脉冲宽度调变)控制方式等线性控制方式。
[0069]
《led灯模块(第2实施方式)》
[0070]
图3是表示led灯模块的第2实施方式的图。第2实施方式的led灯模块x以所述第1实施方式(图1)为基础，还具有矩阵管理器3。此外，在该图中，明确示出了在led驱动器ic1
的pin引脚与接地端之间连接的电容器ci(＝输入电容器)。
[0071]
矩阵管理器3包含分别与形成led串2的多个发光二极管元件并联连接的多个开关元件，通过使各开关元件导通/断开，能够任意地切换发光二极管元件的串联段数(灯亮数量)。
[0072]
图4是表示第2实施方式的led灯模块x中led驱动器ic1所需的响应性能的图，从上往下依序描绘了led串2的两端间电压vled(＝灯亮状态的发光二极管元件中的正向降低电压的总和)及输出电流iled。
[0073]
在第2实施方式的led灯模块x中，因为导入了矩阵管理器3，所以在led串2的灯亮中，发光二极管元件的灯亮数(还有led串2的两端间电压vled)会急剧地变动。
[0074]
因此，为了以一定的亮度分别点亮发光二极管元件，需要提高led驱动器ic1的响应速度，即使发光二极管元件的灯亮数变动，也要稳定地继续供给一定的输出电流iled。
[0075]
因此，led驱动器ic1的输出反馈控制方式较理想为采用高速响应性优异的非线性控制方式(例如下限检测导通时间固定方式)。另外，在采用非线性控制方式的情况下，因为需要检测平均电感器电流il_ave，所以一般构成为，向电感器l1的后段插入感测电阻rs，利用led驱动器ic1检测其两端间产生的感测电压vsns。
[0076]
《负载开路/短路试验》
[0077]
图5及图6分别是表示负载开路/短路试验时流动的浪涌电流id1及id2的路径及波形的图。
[0078]
首先，对负载开路试验进行研究。当在led串2点亮中发生发光二极管元件的开路时，朝向led串2的电流路径被遮断。因此，通过电感器l1的反电动势，电容器co被充电，产生输出过冲。结果，浪涌电流id1经由led驱动器ic1中内置的静电保护二极管desd(尤其是连接在snsn引脚与电源端之间的上侧的静电保护二极管)回流至电源端。
[0079]
另外，在led驱动器ic1中采用非线性控制方式(例如下限检测导通时间固定方式)的情况下，将电感器l1的电感值设定为相对于输出电容器co的容量值(几μf)相对较大的值(几十～几百μh)。因此，电感器l1中所积蓄的能量较大，几a的浪涌电流id1在相对较长的时间内回流。结果，只具有几十ma的电流能力的上侧的静电保护二极管desd会被破坏。
[0080]
其次，对负载短路试验进行研究。例如，在led灯模块x为车载用的情况下，led驱动器ic1及led串2安装在不同的衬底上。另外，各衬底间由大致1m～1.5m的线束连接。因此，线束具有无法忽视的寄生电感成分lx及ly(1μh左右)。
[0081]
因此，当发生发光二极管元件的短路(包括矩阵管理器3的灯亮数的切换控制)时，由电容器co将能量充入寄生电感成分lx及ly，进而，几十a的浪涌电流id2瞬时经由led驱动器ic1中内置的静电保护二极管desd(尤其是连接在snsn引脚与接地端之间的下侧的静电保护二极管)从接地端流动。结果，只具有几十ma的电流能力的下侧的静电保护二极管desd会被破坏。
[0082]
《led灯模块(第3实施方式)》
[0083]
图7是表示led灯模块的第3实施方式的图。在第3实施方式的led灯模块x中，将电涌保护二极管dh及dl外置在led驱动器ic1，作为用来保护所述静电保护二极管desd(参照图5)不受浪涌电流影响的机构。
[0084]
另外，电涌保护二极管dh连接在led串2的阳极与输入电压vi的施加端之间。此外，
电涌保护二极管dl连接在led串2的阳极与接地端之间。
[0085]
根据这种电路构成，即使发生发光二极管元件的开路/短路，也能够将led串2的阳极电位限制在特定的范围内，因此能够保护led驱动器ic1的静电保护二极管desd。
[0086]
但是，每个通道需要2个相对较为昂贵的电涌保护二极管dh及dl，因此led灯模块x的成本上升(包括零件筹措成本及零件运输成本)可能会成为问题。此外，衬底上的零件安装面积也会增大。
[0087]
另一方面，也考虑不外置电涌保护二极管dh及dl，而是将更便宜且小型的电流限制电阻rpp及rpn(1kω左右)分别对应地外置在led驱动器ic1的snsp引脚及snsn引脚，由此抑制在静电保护二极管desd中流动的浪涌电流，并经由静电保护二极管desd将浪涌电流释放至电源端及接地端。
[0088]
另外，电流限制电阻rpp连接在snsp引脚与感测电阻rs的第1端(高电位端)之间即可。此外，电流限制电阻rpn连接在snsn引脚与感测电阻rs的第2端(低电位端)之间即可。
[0089]
然而，如果只是单纯地外置电流限制电阻rpp及rpn，led驱动器ic1中的输出电流iled的检测精度就会降低。以下，对该方面进行详细考察。
[0090]
图8是表示因电流限制电阻rpp及rpn的外置而产生电流感测放大器16中的增益误差的情况的图。
[0091]
如该图中所示，电流感测放大器16包含电流输出型差动放大器amp1、输入电阻r1p及r1n、以及输出电阻r2。差动放大器amp1的非反相输入端( )连接在输入电阻r1p(例如10kω)的第1端。输入电阻r1p的第2端连接在snsp引脚。差动放大器amp1的反相输入端(-)连接在输入电阻r1n(例如10kω)的第1端。输入电阻r1n的第2端连接在snsn引脚。差动放大器amp1的输出端连接在输出电阻r2(例如120kω)的第1端，同时也连接在差动放大器amp1的非反相输入端( )。输出电阻r2的第2端连接在接地端。
[0092]
此外，斜率信号产生部15包含电流输出型差动放大器amp2、输入电阻r3p及r3n、以及输出电阻r4。差动放大器amp2的非反相输入端( )连接在输入电阻r3p(例如10kω)的第1端。输入电阻r3p的第2端连接在snsp引脚。差动放大器amp2的反相输入端(-)连接在输入电阻r3n(例如10kω)的第1端。输入电阻r3n的第2端连接在snsn引脚。差动放大器amp2的输出端连接在输出电阻r4(例如10kω)的第1端，同时也连接在差动放大器amp2的非反相输入端( )。输出电阻r4的第2端连接在接地端。
[0093]
另外，反馈电流i1在差动放大器amp1的非反相输入端( )与输出端之间流动。为了进行高精度的电流反馈控制，该反馈电流i1是必需的。此外，反馈电流i2在差动放大器amp2的非反相输入端( )与输出端之间流动。
[0094]
像这样，用来进行平均电感器电流il_ave的非线性控制的一般电流感测放大器16包含差动放大器amp1，该差动放大器amp1具备能够通过轨到轨(rail to rail，电源电位与接地电位之间)放大感测电压vsns的浮动输入级。此处的「浮动」意指从接地电位浮起(电位上分离)。
[0095]
假设在不将电流限制电阻rpp及rpn分别对应地外置在snsp引脚及snsn引脚的情况下，电流感测放大器16的增益g单一地根据输入电阻r1与输出电阻r2的比来决定(g＝r2/r1，例如g＝12)。
[0096]
另一方面，在外置了电流限制电阻rpp及rpn的情况下，由于snsp引脚中所流动的
端子电流(i1 i2)，差动放大器amp1的差动输入电流差δibias(＝分别在差动放大器amp1的非反相输入端( )及反相输入端(-)流动的输入电流的差)发生变动。
[0097]
结果，电流感测放大器16的增益g变得不单一地根据输入电阻r1与输出电阻r2的比来决定，因此电流检测信号viset(＝vsns
·
r2
·
r3/(r1
·
r3 r3
·
rp rp
·
r1))会大幅偏离原本的值(＝vsns
·
r2/r1)。尤其是反馈电流i1及i2各自变得越大，电流检测信号viset的变动也变得越大。
[0098]
此外，led驱动器ic1中内置的输入电阻r1及输出电阻r2彼此具有配对性，因此以消除各自的温度特性的方式工作，但外置的电流限制电阻rpp及rpn具有与输入电阻r1及输出电阻r2完全不同的温度系数，各自也有制造差异。因此，最终的电流检测信号viset的温度特性会产生较大差异。
[0099]
另外，也考虑修整输入电阻r1，使得输入电阻r1与电流限制电阻rpp的合成电阻值一直成为固定值，但led驱动器ic1的芯片尺寸会变得非常大，因此很难说是具有现实性的解决方法。
[0100]
《led灯模块(第4实施方式)》
[0101]
图9是表示led灯模块的第4实施方式的图。在第4实施方式的led灯模块x中，构成为，设置了2个通道份量(该图中，在如下各构成要素的符号末尾标注a及b来明确表示)的所述构成要素(led驱动器ic1、led串2、电感器l1、电容器co、感测电阻rs以及电流限制电阻rpp及rpn)，mcu(microcontroller unit，微控制单元)4统一控制两个通道。
[0102]
另外，led驱动器ic1a及1b各自除了具备对led串2a及2b进行电力供给的降压(buck)变换器以外，还具备检测内部接面温度tj的温度检测部、及与mcu4进行spi(serial peripheral interface，串行外设接口)通信的通信部等。
[0103]
此处，电流限制电阻rppa及rpna、以及电流限制电阻rppb及rpnb的外置所引起的问题是led驱动器ic1a及1b各自的电流检测精度降低(尤其是温度漂移)。
[0104]
作为其消除策略，例如考虑如下方法，即，使用mcu4监控led驱动器ic1a及1b各自的内部接面温度tj，基于该监控结果，动态地、经常性地校正感测电压vsnsa及vsnsb各自的检测结果。
[0105]
图10是表示感测电压vsns的检测结果(相当于所述电流检测信号viset)所具有的温度特性的图。另外，粗实线vsnsa表示led驱动器ic1a中的感测电压vsnsa的检测结果。此外，粗实线vsnsb表示led驱动器ic1b中的感测电压vsnsb的检测结果。另一方面，细实线vsns(＠rpp＝rpn＝0ω)表示电流限制电阻rpp及rpn均未外置的情况下的感测电压vsns的检测结果。此外，粗虚线vsns(typ.)表示成为mcu4中的校正基准的温度特性。
[0106]
如该图中所示，感测电压vsnsa及vsnsb各自的检测结果具有彼此不同的温度特性。例如，在tj＝ 25℃时，感测电压vsnsa及vsnsb各自的检测结果相对于没有外置电阻的情况的检测结果，偏移了 a％及 b％(其中，a≠b)。
[0107]
因此，假设即使将 c％(其中，c≠a、b)的温度特性作为校正基准，使用mcu4动态地校正了感测电压vsnsa及vsnsb各自的检测结果，也难以充分消除各自的温度特性。根据该图所示，在总温度范围(-40℃～ 150℃)内，在led驱动器ic1a与1b相互之间最多残留了
±
(d e)％的温度漂移。
[0108]
此外，为了使用mcu4来动态地、经常性地校正感测电压vsnsa及vsnsb各自的检测
结果，需要一直执行读取/写入命令序列，因此mcu4的负载也会变大。
[0109]
《led灯模块(第5实施方式)》
[0110]
图11是表示led灯模块的第5实施方式的图。在第5实施方式的led灯模块x中，led驱动器ic1具有用来降低差动放大器amp1(参照图8)的差动输入电流差δibias的功能部(δibiasctl)，该差动放大器amp1形成电流感测放大器16，即使外置了电流限制电阻rpp及rpn，也设法降低电流感测放大器16的增益误差。
[0111]
图12是表示电流感测放大器16中的增益误差的消除的图。如该图中所示，在第5实施方式的led驱动器ic1中，电流感测放大器16不仅具有第1反馈电流路径，该第1反馈电流路径构成为，使反馈电流i1在差动放大器amp1的非反相输入端( )与输出端之间流动，还具有第2反馈电流路径，该第2反馈电流路径构成为，使反馈电流i1'在snsn引脚与差动放大器amp1的输出端之间流动。
[0112]
另外，反馈电流i1'是反馈电流i1的复制(镜像电流)，各自的电流值提前设定为相同值(最大20μa左右)即可。像这样，通过使与反馈电流i1为相同值的反馈电流i1'也在差动放大器amp1的基准侧流动，能够使差动输入电流差δibias接近于零。
[0113]
但是，没有必要使反馈电流i1与反馈电流i1'严格地成为相同值，例如也可以在两者之间赋予任意的偏移。
[0114]
此外，斜率信号产生部15不包含所述差动放大器amp2而是包含gm放大器amp2g，该gm放大器amp2g在不从snsp引脚及snsn引脚馈入电流的情况下，检测在两端子间出现的感测电压vsns。像这样，在不那么要求高电流检测精度的斜率信号产生部15中，通过使用不需要反馈电流控制的gm放大器amp2g，能够使所述反馈电流i2为零。
[0115]
通过采用这种构成，即使将电流限制电阻rpp及rpn分别对应地外置在snsp引脚及snsn引脚，电流感测放大器16的增益g也会单一地根据输入电阻r1与输出电阻r2的比来决定，因此能够消除led驱动器ic1中的电流检测精度的降低(尤其是温度漂移)。
[0116]
此外，通过电流限制电阻rpp及rpn的外置，能够保护led驱动器ic1的静电保护二极管desd(参照图5)不受浪涌电流id1及id2的影响。因此，不需要每个通道都需要2个外置的电涌保护二极管dh及dl。结果，能够实现led灯模块x的成本降低，并减少衬底上的零件安装面积。
[0117]
另外，在所述导通时间设定部14(参照图1)中，较多使用单纯的电阻分压电路作为snsn引脚中出现的端子电压(＝vled)的检测机构。然而，鉴于电流检测精度的提高，在导通时间设定部14中，较理想为不使用所述电阻分压电路而是使用源极跟随器，该源极跟随器在不从snsp引脚及snsn引脚馈入电流的情况下，检测snsn引脚中出现的端子电压。
[0118]
《led灯模块(第6实施方式)》
[0119]
图13是表示led灯模块的第6实施方式的图。在第6实施方式的led灯模块x中，led驱动器ic1不具有图1的构成要素15～19，而是具有谷值电流控制部20、电流感测放大器21、v-i转换器22及dac23。此外，在led驱动器ic1中集成了输入电阻r5p及r5n(例如均为10kω)、以及反馈电阻r6p及r6n(例如均为140kω)。这些构成要素20～23均能够理解成电流检测电路的构成要素。
[0120]
谷值电流控制部20是基于感测电阻rs的两端间产生的感测电压vsns及电流感测放大器21中产生的电流检测信号cs，进行电感器电流il的下限检测(谷值(valley)检测)，
由此产生所述置位信号set。
[0121]
电流感测放大器21是具备能够通过轨到轨放大输入信号的浮动输入级的电流输出型差动放大器。电流感测放大器21的反相输入端(-)连接在输入电阻r5p的第1端。输入电阻r5p的第2端连接在snsp引脚。电流感测放大器21的非反相输入端( )连接在输入电阻r5n的第1端。输入电阻r5n的第2端连接在snsn引脚。电流感测放大器21的输出端经由comp引脚连接在相位补偿用电容器cc。
[0122]
v-i转换器22是将电压信号(＝电流调整电压viadj)转换为电流信号(＝基准电流i11及i11')的功能模块，包含运算放大器22a、nmosfet22b及22c。
[0123]
运算放大器22a控制nmosfet22b及22c各自的栅极，使得输入至非反相输入端( )的电流调整电压viadj与输入至反相输入端(-)的反馈电阻r6p的端子电压(＝i11
×
r6p)一致。因此，在nmosfet22b中流动的基准电流i11及在nmosfet22c中流动的基准电流i11'分别成为与电流调整电压viadj的电压值和电阻r6p的电阻值对应的电流值(＝viadj/r6p)。也就是说，v-i转换器22的增益是通过反馈电阻r6p来决定。
[0124]
nmosfet22b的漏极连接在电流感测放大器21的反相输入端(-)及输入电阻r5p的第1端。nmosfet22b的源极连接在反馈电阻r6p的第1端及运算放大器22a的反相输入端(-)。反馈电阻r6p的第2端连接在接地端。nmosfet22b的栅极连接在运算放大器22a的输出端。
[0125]
另一方面，nmosfet22c的漏极连接在输入电阻r5n的第2端及snsn引脚。nmosfet22c的源极连接在反馈电阻r6n的第1端。反馈电阻r6n的第2端连接在接地端。nmosfet22c的栅极连接在运算放大器22a的输出端。
[0126]
dac23将未图示的数字信号(例如10比特)转换为模拟的电流调整电压viadj。
[0127]
在本实施方式的电流检测电路中，电流感测放大器21放大被定标的电流调整电压(＝viadj
×
r5p/r6p)与输入至snsp引脚-snsn引脚间的感测电压vsns的差量，而产生电流检测信号cs。通过该电流检测信号cs，控制电感器电流il的下限检测值(谷值检测值)。结果，输出电流iled调整为viadj
×
r5p/(r6p
×
rs)。
[0128]
图14是等效地表示第6实施方式的电流检测电路的图。另外，该图的反馈电阻r6理解成图13的反馈电阻r6p(或反馈电阻r6n)即可。
[0129]
如该图中所示，在本实施方式的电流检测电路中，为了产生电流感测放大器21的基准电压(＝被定标的电流调整电压viadj
×
r5p/r6)，需要使基准电流i11在v-i转换器22中流动。因此，本实施方式的电流检测电路包含第1基准电流路径，该第1基准电流路径构成为，使基准电流i11在snsp引脚与v-i转换器22的第1输出端(＝mosfet22b的漏极)之间流动。
[0130]
但是，在第1基准电流i11仅在外置于snsp引脚的电流限制电阻rpp中流动的构成中，电流感测放大器21的基准电压会偏移电流限制电阻rpp的两端间电压那么多的量。因此，本实施方式的电流检测电路包含第2基准电流路径，该第2基准电流路径构成为，使基准电流i11'在snsn引脚与v-i转换器22的第2输出端(＝mosfet22c的漏极)之间流动。另外，基准电流i11及i11'的值可以相同，也可以在两者之间赋予任意的偏移。
[0131]
像这样，根据利用基准电流i11'来校正基准电流i11的构成，该基准电流i11是为了产生电流感测放大器21的基准电压而被需要的，即使将电流限制电阻rpp及rpn分别对应地外置在snsp引脚及snsn引脚，v-i转换器22的增益(还有电流感测放大器21的基准电压)
也会单一地根据输入电阻r5p与反馈电阻r6的比来决定，因此能够消除led驱动器ic1中的电流检测精度的降低(尤其是温度漂移)。
[0132]
另外，在本实施方式的电流检测电路中，电流感测放大器21作为gm放大器发挥作用，该gm放大器在不从snsp引脚及snsn引脚馈入输入电流i2的情况下，放大已定标的电流调整电压(＝viadj
×
r5p/r6p)与感测电压vsns的差量，而产生电流检测信号cs。
[0133]
《其它变化例》
[0134]
另外，本说明书中所揭示的各种技术特征除了所述实施方式以外，在不脱离其技术创作的主旨的范围内能够加入各种变更。也就是说，应当认为所述实施方式在所有方面均为例示而非限制性的，应当理解，本发明的技术范围并不限定为所述实施方式，而是包含与权利要求书均等的意义及范围内所属的所有变更。
[0135]
[符号的说明]
[0136]
1、1a、1b:led驱动器ic(半导体装置)
[0137]
2、2a、2b:led串
[0138]
3:矩阵管理器
[0139]
4:mcu
[0140]
11h:上侧开关(nmosfet)
[0141]
11l:下侧开关(nmosfet)
[0142]
12h:上侧驱动器
[0143]
12l:下侧驱动器
[0144]
13:控制器(rs触发器)
[0145]
14:导通时间设定部
[0146]
15:斜率信号产生部
[0147]
16:电流感测放大器(电流检测电路)
[0148]
17:误差放大器
[0149]
18:比较器
[0150]
19:dac
[0151]
20:谷值电流控制部
[0152]
21:电流感测放大器
[0153]
22:v-i转换器
[0154]
22a:运算放大器
[0155]
22b、22c:nmosfet
[0156]
23:dac
[0157]
amp1、amp2:差动放大器
[0158]
amp2g:gm放大器
[0159]
cb、cc、ci、co、coa、cob:电容器
[0160]
d1:二极管
[0161]
desd:静电保护二极管
[0162]
dh、dl:电涌保护二极管
[0163]
l1、l1a、l1b:电感器
[0164]
lx、ly:寄生电感成分
[0165]
r1p、r1n、r3p、r3n、r5p、r5n:输入电阻
[0166]
r2、r4:输出电阻
[0167]
r6p、r6n:反馈电阻
[0168]
rpp、rpn、rppa、rpna、rppb、rpnb:电流限制电阻
[0169]
rs、rsa、rsb:感测电阻
[0170]
rt:电阻
[0171]
x:led灯模块。