一种消除直流母线二倍频电压纹波的控制方法以及装置

1.本公开涉及电力电子领域，具体而言，涉及一种消除直流母线二倍频电压纹波的控制方法以及装置。


背景技术：

2.在功率单元采用背靠背桥式结构的新型同相供电拓扑中，当逆变侧给负载供电，且负载动态过程频繁、扰动量大、运行工况复杂时，对系统的动态特性要求较高。单相逆变或者整流电路存在直流侧和交流侧功率不匹配的问题，即交流侧的二倍频功率波动会造成直流侧电压或电流出现二倍频分量。只有当整流侧输入的视在功率等于逆变侧输出的视在功率时，直流母线电压上才不存在波动。然而在负载运行的过程中很难保证整流侧和逆变侧的功率因数一致，无法做到整流侧和逆变侧功率的实时相等。因此，会在直流母线电容上产生功率纹波，导致直流母线电压上存在大量的二次谐波，这种扰动出现在交流侧电流上，表现为三次谐波，会增加线路的损耗，降低电能质量，并直接影响系统的使用容量和使用效率。传统的解决二倍频的方法是通过增加直流母线电容以限制二倍频纹波大小，这种方法通常需要使用大电解电容，会增加系统的成本，降低电容的使用寿命。解决上述问题的现有技术有两种方案：
3.第一种方案为在所述功率单元采用背靠背桥式结构的同相供电拓扑中增加单相功率解耦电路，通过控制单相功率解耦电路中两个开关器件的轮替导通，达到消除直流母线电压上的二倍频纹波，维持直流母线电压的稳定的目的。但是，单相功率解耦电路在解决二倍频问题时，需要硬件电路，且在工作过程中需要电容进行频繁的充放电转换，这些不仅增大了设备面积和系统成本还会导致系统的暂态性能和边际稳定性变差。
4.第二种方案为在电压控制回路中使用基于软件的滤波器，防止二倍频纹波渗透到控制回路中，这种滤波器不需要复杂的硬件设备或很大的直流母线电容。复杂的高阶滤波器，由于其冗余结构，在直流母线电压快速变化时，系统具有高暂态性；而陷波器是目前解决该问题的最先进技术，具有最优的响应，较高的收敛速度和较低的暂态。虽然基于软件的滤波器，其稳态性能是可以接受的，同时降低了直流母线电容大小，但是用一个额外的滤波器意味着增加了更多的极点到控制回路，这不可避免的会产生额外的超调、震荡和调节时间，从而限制了提高系统整体阻尼的设计灵活性。因此，为使系统突变时保持在可接受的范围内，电压控制回路被迫设计为较低的带宽，同时限制了环路增益的大小。低带宽也就意味着动态响应性能的降低，低增益也将影响系统稳态精度的提升。这些滤波方式，大部分是通过衰减的形式提取所需的控制信号，会导致有用信号的畸变和干扰信号的滤波不完全，从而产生一个新的谐波源。
5.因此，需要一种或多种方法解决上述问题。
6.需要说明的是，在上述背景技术部分公开的信息仅用于加强对本公开的背景的理解，因此可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。


技术实现要素：

7.本公开的目的在于提供一种消除直流母线二倍频电压纹波的控制方法以及装置，进而至少在一定程度上克服由于相关技术的限制和缺陷而导致的一个或者多个问题。
8.根据本公开的一个方面，提供一种消除直流母线二倍频电压纹波的控制方法，包括：
9.基于背靠背桥式结构的变换电路，对直流母线电压进行分解，计算所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式；
10.根据所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式，构建自适应状态观测器；
11.基于所述自适应状态观测器，通过状态估计的方法提取直流母线电压的直流分量，并基于所述直流母线电压的直流分量，完成消除直流母线二倍频电压纹波的控制。
12.在本公开的一种示例性实施例中，所述方法还包括：
13.基于背靠背桥式结构的变换电路，分析直流母线电容的瞬时功率为
[0014][0015]
其中，us为逆变侧输出电压，is为逆变侧输出电流，un为整流侧输入电压，in为整流侧的输入电流，ω为工频角频率，为us与us的相位差，θ为us与is的相位差；
[0016]
根据所述直流母线电容的瞬时功率，对直流母线电压进行分解，计算所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式。
[0017]
在本公开的一种示例性实施例中，所述方法还包括：
[0018]
基于背靠背桥式结构的变换电路，对直流母线电压进行分解，计算所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式为
[0019][0020]
其中，ud为直流母线电压，vd为直流母线电压平均值，c为直流母线电容。
[0021]
在本公开的一种示例性实施例中，所述方法还包括：
[0022]
根据所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式，计算设计自适应状态观测器的恰当形式为
[0023][0024][0025]
其中，b1、b2分别为自适应状态观测器设计状态量，分别为b1、b2的一阶导数；
[0026]
根据所述自适应状态观测器的恰当形式，构建自适应状态观测器；
[0027]
在本公开的一种示例性实施例中，所述方法还包括：
[0028]
根据所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式，构建自适应状态观测器中的三个状态量的估计值的一阶线性微分方程组为
[0029]
[0030][0031][0032]
其中，为b1的估计值，为b2的估计值，分别为的一阶导数，为vd的估计值。为b1的误差值，为b2的误差值,n∈(0.9 1.05)。
[0033]
在本公开的一种示例性实施例中，所述方法还包括：
[0034]
基于所述自适应状态观测器，通过状态估计的方法提取直流母线电压的直流分量，所述直流母线电压的直流分量状态量误差值的一阶微分方程组为
[0035][0036][0037][0038][0039][0040][0041][0042][0043][0044]
其中，为vd的误差值，分别为的一阶导数；
[0045]
基于所述直流母线电压的直流分量，完成消除直流母线二倍频电压纹波的控制。
[0046]
在本公开的一种示例性实施例中，所述方法还包括：
[0047]
基于李雅普诺夫稳定性定理对所述自适应状态观测器的稳定性进行判定，根据激励的持久性定理，证明所述自适应状态观测器具备稳定性和准确性。
[0048]
在本公开的一个方面，提供一种消除直流母线二倍频电压纹波的控制装置，包括：
[0049]
直流母线电压分解模块，用于基于背靠背桥式结构的变换电路，对直流母线电压进行分解，计算所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式；
[0050]
自适应状态观测器构建模块，用于根据所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式，构建自适应状态观测器；
[0051]
直流分量提取模块，用于基于所述自适应状态观测器，通过状态估计的方法提取直流母线电压的直流分量，并基于所述直流母线电压的直流分量，完成消除直流母线二倍频电压纹波的控制。
[0052]
本公开的示例性实施例中的消除直流母线二倍频电压纹波的控制方法，该方法包括：基于背靠背桥式结构的变换电路，对直流母线电压进行分解，计算所述直流母线电压的
直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式；构建自适应状态观测器；基于所述自适应状态观测器，通过状态估计的方法提取直流母线电压的直流分量，并基于所述直流母线电压的直流分量，完成消除直流母线二倍频电压纹波的控制。本公开基于构建含二倍频的直流母线电压无延时自适应状态观测器，消除了直流母线二倍频纹波。所述状态观测器无需额外增加硬件电路，减少了系统面积和成本，提高了系统的稳态精度和动态响应速度。
[0053]
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。
附图说明
[0054]
通过参照附图来详细描述其示例实施例，本公开的上述和其它特征及优点将变得更加明显。
[0055]
图1示出了根据本公开一示例性实施例的消除直流母线二倍频电压纹波的控制方法的流程图；
[0056]
图2示出了根据本公开一示例性实施例的消除直流母线二倍频电压纹波的控制方法的功率单元背靠背桥式结构变换电路图；
[0057]
图3示出了根据本公开一示例性实施例的消除直流母线二倍频电压纹波的控制方法的自适应状态观测器结构框图；
[0058]
图4示出了根据本公开一示例性实施例的消除直流母线二倍频电压纹波的控制装置的示意框图。
具体实施方式
[0059]
现在将参考附图更全面地描述示例实施例。然而，示例实施例能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的实施例；相反，提供这些实施例使得本公开将全面和完整，并将示例实施例的构思全面地传达给本领域的技术人员。在图中相同的附图标记表示相同或类似的部分，因而将省略对它们的重复描述。
[0060]
此外，所描述的特征、结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施例中。在下面的描述中，提供许多具体细节从而给出对本公开的实施例的充分理解。然而，本领域技术人员将意识到，可以实践本公开的技术方案而没有所述特定细节中的一个或更多，或者可以采用其它的方法、组元、材料、装置、步骤等。在其它情况下，不详细示出或描述公知结构、方法、装置、实现、材料或者操作以避免模糊本公开的各方面。
[0061]
附图中所示的方框图仅仅是功能实体，不一定必须与物理上独立的实体相对应。即，可以采用软件形式来实现这些功能实体，或在一个或多个软件硬化的模块中实现这些功能实体或功能实体的一部分，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。
[0062]
在本示例实施例中，首先提供了一种消除直流母线二倍频电压纹波的控制方法；参考图1中所示，该消除直流母线二倍频电压纹波的控制方法可以包括以下步骤：
[0063]
步骤s110，基于背靠背桥式结构的变换电路，对直流母线电压进行分解，计算所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式；
[0064]
步骤s120，根据所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式，
构建自适应状态观测器；
[0065]
步骤s130，基于所述自适应状态观测器，通过状态估计的方法提取直流母线电压的直流分量，并基于所述直流母线电压的直流分量，完成消除直流母线二倍频电压纹波的控制。
[0066]
本公开的示例性实施例中的消除直流母线二倍频电压纹波的控制方法，该方法包括：基于背靠背桥式结构的变换电路，对直流母线电压进行分解，计算所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式；构建自适应状态观测器；基于所述自适应状态观测器，通过状态估计的方法提取直流母线电压的直流分量，并基于所述直流母线电压的直流分量，完成消除直流母线二倍频电压纹波的控制。本公开基于构建含二倍频的直流母线电压无延时自适应状态观测器，消除了直流母线二倍频纹波。所述状态观测器无需额外增加硬件电路，减少了系统面积和成本，提高了系统的稳态精度和动态响应速度。
[0067]
下面，将对本示例实施例中的消除直流母线二倍频电压纹波的控制方法进行进一步的说明。
[0068]
在步骤s110中，可以基于背靠背桥式结构的变换电路，对直流母线电压进行分解，计算所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式。
[0069]
在本示例的实施例中，所述方法还包括：
[0070]
基于背靠背桥式结构的变换电路，分析直流母线电容的瞬时功率为
[0071][0072]
其中，us为逆变侧输出电压，is为逆变侧输出电流，un为整流侧输入电压，in为整流侧的输入电流，ω为工频角频率，为us与us的相位差，θ为us与is的相位差；
[0073]
根据所述直流母线电容的瞬时功率，对直流母线电压进行分解，计算所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式。
[0074]
在本示例的实施例中，所述方法还包括：
[0075]
基于背靠背桥式结构的变换电路，对直流母线电压进行分解，计算所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式为
[0076][0077]
其中，ud为直流母线电压，vd为直流母线电压平均值，c为直流母线电容。
[0078]
在本示例的实施例中，如图2所示，在同相供电系统中，系统整流侧输入和逆变侧输出的电压均为50hz的工频交流电，则工频角频率ω＝100π，因此令整流侧输入电压为un(t)
[0079][0080]
功率单元整流侧采用单位功率因数控制，则整流侧的输入电流为in(t)
[0081][0082]
令功率单元逆变侧输出电压为us(t)和逆变侧输出电流为is(t)
[0083]
[0084][0085]
式中为us与un的相位差，为us与is的相位差，随着机车功率因数的变化而变化。
[0086]
整流侧的瞬时输入功率为pn(t)
[0087]
pn(t)＝u
nin
＝u
nin-u
nin
cos(2ωt)
ꢀꢀꢀ
(5)
[0088]
逆变侧的瞬时输出功率为ps(t)
[0089][0090]
由于功率单元平均有功功率平衡，可知
[0091][0092]
则直流母线电容上的瞬时功率为pd(t)
[0093]
pd(t)＝pn(t)-ps(t)
ꢀꢀꢀ
(8)
[0094]
将式(5)、式(6)、式(7)带入式(8)中，可得
[0095][0096]
由图1可知，直流母线电容c的瞬时输入电流为ic(t),其中id(t)表示整流侧输出的电流，i0(t)表示逆变侧输入的电流。
[0097][0098]
由式(10)可知直流母线电容c的瞬时吸收功率为pd(t)
[0099][0100]
将式(11)进行整理，可得直流母线瞬时电压为ud(t)
[0101][0102]
令ud(t)的初始值为ud(0)＝vd,vd为直流母线电压平均值，对式(12)按照泰勒级数进行展开，并取展开式的前两项，可得
[0103][0104]
将式(9)带入式(13)的第五个等式中，并进行积分，可得
[0105][0106]
由式(14)可知，直流母线电压ud由直流量部分即直流母线电压平均值vd和二倍频的交流量部分叠加而成。
[0107]
在步骤s120中，可以根据所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式，构建自适应状态观测器。
[0108]
在本示例的实施例中，所述方法还包括：
[0109]
根据所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式，计算设计自适应状态观测器的恰当形式为
[0110][0111][0112]
其中，b1、b2分别为自适应状态观测器设计状态量，分别为b1、b2的一阶导数；
[0113]
根据所述自适应状态观测器的恰当形式，构建自适应状态观测器；
[0114]
在本示例的实施例中，所述方法还包括：
[0115]
根据所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式，构建自适应状态观测器中的三个状态量的估计值的一阶线性微分方程组为
[0116][0117][0118][0119]
其中，为b1的估计值，为b2的估计值，分别为的一阶导数，为vd的估计值。为b1的误差值，为b2的误差值,n∈(0.9 1.05)。
[0120]
自适应状态观测器中参数n的取值，会对该状态观测器状态估计的准确性和快速性造成影响。当n小于0.9时，状态观测器在状态估计时会开始产生延时效应，不能及时的估计出该时刻的状态量；当n大于1.05时，状态观测器得到的状态估计值准确性降低，状态估计的误差开始发散，最终无法渐近收敛到零；只有当n的取值范围在0.9到1.05之间，该自适应状态观测器才能实现对状态量进行无延时的精确估计。本公开中，选取n等于1。
[0121]
在本示例的实施例中，对(14)作如下变换，令
[0122][0123][0124]
将(15)(16)式带入(14)式整理得
[0125][0126]
为了使用状态变量模型来表示系统的动态特性，在不引入延迟的情况下从ud中提取直流量vd，对(17)式求导得
[0127][0128]
对式(18)进一步求导得
[0129][0130][0131][0132]
整理得，
[0133][0134]
令
[0135][0136]
求变量a2的导数如式(22)所示
[0137][0138][0139][0140]
对式(21)(22)进行整理得
[0141][0142][0143]
构建以上方程的目的是为了估计vd的值。由式(23)可知，要得到vd的值，需要知道
a2的导数，而a2的导数无法直接测出，所以需要再进一步的构造新的变量，得到新的方程来估计vd的值。提出新的变量关系如式(24)所示
[0144]
b1＝a1[0145]
b2＝a
2-a
1-vdꢀꢀꢀ
(24)
[0146]
对式(24)中的变量b1和b2进行求导，得到一阶微分方程组如式(25)所示
[0147][0148][0149]
式(25)为设计状态观测器的恰当形式。
[0150]
在步骤s130中，可以基于所述自适应状态观测器，通过状态估计的方法提取直流母线电压的直流分量，并基于所述直流母线电压的直流分量，完成消除直流母线二倍频电压纹波的控制。
[0151]
在本示例的实施例中，所述方法还包括：
[0152]
基于所述自适应状态观测器，通过状态估计的方法提取直流母线电压的直流分量，所述直流母线电压的直流分量状态量误差值的一阶微分方程组为
[0153][0154][0155][0156][0157][0158][0159][0160][0161][0162]
其中，为vd的误差值，分别为的一阶导数；
[0163]
基于所述直流母线电压的直流分量，完成消除直流母线二倍频电压纹波的控制。
[0164]
在本示例的实施例中，根据式(25)中给出的变量关系，为了得到vd的估计值，构造如图3所示的自适应状态观测器结构框图。该自适应状态观测器中的三个状态量的估计值可构成如式(26)所示的一阶线性微分方程组，如下
[0165][0166]
[0167][0168]
在式(26)中，m是任意一个正实数，自适应状态观测器中参数n的取值，会对该状态观测器状态估计的准确性和快速性造成影响。当n小于0.9时，状态观测器在状态估计时会开始产生延时效应，不能及时的估计出该时刻的状态量；当n大于1.05时，状态观测器得到的状态估计值准确性降低，状态估计的误差开始发散，最终无法渐近收敛到零；只有当n的取值范围在0.9到1.05之间，该自适应状态观测器才能实现对状态量进行无延时的精确估计。其中表示b1这个状态量的估计值，表示b2这个状态量的估计值，表示vd这个状态量的估计值。表示b1这个状态量的误差值，表示b2这个状态量的误差值，表示vd这个状态量的误差值。
[0169][0170]
对式(26)所设计的状态观测器中的三个状态量的误差量分别求导，可得到如式(27)所示的状态量误差值的一阶微分方程组，如下
[0171][0172]
在本示例的实施例中，所描述的自适应状态观测器能够非常快地估计直流母线电压的直流值。所提出的直流值观测器框图如图3所示。利用这个观测器来提取直流总线电压的直流值，可以使电压控制器具有非常高的带宽。由于二倍频纹波与控制回路完全隔离，因此与传统的电压控制回路相比，电压环控制器的带宽有了显著提高。从式(26)给出的自适应观测器动力学方程中可以明显看出，所提出的自适应观测器在提取直流母线电压得直流量时，不受直流母线电容的影响(微分方程组中不含有电容值)。因此，直流母线电容和二倍频纹波对自适应状态观测器性能没有影响。
[0173]
在本示例的实施例中，基于李雅普诺夫稳定性定理对所述自适应状态观测器的稳定性进行判定，根据激励的持久性定理，所述自适应状态观测器具备稳定性和准确性。
[0174]
在本示例的实施例中，所设计的自适应状态观测器的稳定性可以通过李雅普诺夫
稳定性定理来判断。对式(27)进行整理，得到三个状态量误差值的一阶微分方程组为
[0175][0176][0177][0178]
以式(28)中的三个状态量为未知元，构造如式(29)所示的李雅普诺夫函数为
[0179][0180]
式(29)中，x,y,z为三个平方项前面的系数，根据李雅普诺夫稳定性判据可知，李雅普诺夫函数v需要为正定，即满足如下约束条件：
[0181]
x＞0
[0182]
y＞0
[0183]
z＞0
ꢀꢀꢀ
(30)
[0184]
为了判断系统的稳定性，需要对v进一步求导，得
[0185][0186]
系统稳定还要满足v的导数为负半定，即还需满足以下约束条件：
[0187]
xm-x2＞0
[0188][0189]
取x＝y＝z＝1/2,带入式(30)及(32)进行验证，易知满足以上的约束条件，故可得到李雅普诺夫函数及其导数如式(33)所示
[0190][0191][0192]
由式(33)可知，b1和b2的误差量最终收敛到0。然而判断vd误差量是否收敛到0，需要考察vd是否满足激励的持久性定理，如式(34)所示
[0193][0194]
由于系统中总是存在二倍频纹波，因此vd的估计值被不断激发，且总能找到合适
的正实数t和r满足式(34)的约束条件。此时，由激励的持久性定理可知，vd的误差量也收敛到0。至此验证了本文所设计的基于二倍频纹波的自适应状态观测器的稳定性和准确性。
[0195]
在本示例的实施例中，本公开所提出的含二倍频的直流母线电压无延时自适应状态观测器是通过状态估计的手段提取到所需的控制信号，不会在控制回路中引入新的谐波干扰。该状态观测器无需额外增加硬件电路，减少了系统面积和成本，提高了系统的稳态精度和动态响应速度。在本公开中，直流母线电压的直流值是通过一个特定的自适应状态观测器来精确估计的。该状态观测器的结构为直流母线电压的直流值提供了一个非常快速和稳健的估计。特别是在单相背靠背结构电路中，当直流母线电压上存在二倍频纹波时，所提出的直流提取技术能够精确地估计直流值，消除二倍频纹波对于电路的影响。
[0196]
需要说明的是，尽管在附图中以特定顺序描述了本公开中方法的各个步骤，但是，这并非要求或者暗示必须按照该特定顺序来执行这些步骤，或是必须执行全部所示的步骤才能实现期望的结果。附加的或备选的，可以省略某些步骤，将多个步骤合并为一个步骤执行，以及/或者将一个步骤分解为多个步骤执行等。
[0197]
此外，在本示例实施例中，还提供了一种消除直流母线二倍频电压纹波的控制装置。参照图4所示，该消除直流母线二倍频电压纹波的控制装置400可以包括：直流母线电压分解模块410、自适应状态观测器构建模块420以及直流分量提取模块430。其中：
[0198]
直流母线电压分解模块410，用于基于背靠背桥式结构的变换电路，对直流母线电压进行分解，计算所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式；
[0199]
自适应状态观测器构建模块420，用于根据所述直流母线电压的直流分量和二倍频交流分量的叠加分解式，构建自适应状态观测器；
[0200]
直流分量提取模块430，用于基于所述自适应状态观测器，通过状态估计的方法提取直流母线电压的直流分量，并基于所述直流母线电压的直流分量，完成消除直流母线二倍频电压纹波的控制。
[0201]
上述中各消除直流母线二倍频电压纹波的控制装置模块的具体细节已经在对应的消除直流母线二倍频电压纹波的控制方法中进行了详细的描述，因此此处不再赘述。
[0202]
应当注意，尽管在上文详细描述中提及了消除直流母线二倍频电压纹波的控制装置400的若干模块或者单元，但是这种划分并非强制性的。实际上，根据本公开的实施方式，上文描述的两个或更多模块或者单元的特征和功能可以在一个模块或者单元中具体化。反之，上文描述的一个模块或者单元的特征和功能可以进一步划分为由多个模块或者单元来具体化。
[0203]
此外，上述附图仅是根据本发明示例性实施例的方法所包括的处理的示意性说明，而不是限制目的。易于理解，上述附图所示的处理并不表明或限制这些处理的时间顺序。另外，也易于理解，这些处理可以是例如在多个模块中同步或异步执行的。
[0204]
本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本公开的其他实施例。本技术旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的真正范围和精神由权利要求指出。
[0205]
应当理解的是，本公开并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本公开的范围仅由所附的权利要求来限。