一种同步整流管的控制方法及控制电路、开关电源电路

1.本发明涉及开关电源技术领域，特别涉及一种同步整流管的控制方法及控制电路，还涉及一种开关电源电路。


背景技术：

2.便携式电子设备在日常生活中被广泛使用，如手机、笔记本电脑等。这些设备可以通过电池供电，因此都需要一个适配器电源(或者充电器)给设备充电。适配器电源通常是一个交流到直流的转换电源，即将电网的市电，如220v50hz的交流电转换为一个低压的直流电，如5v直流输出，并且实现电气隔离，电路通常采用反激变换器。随着电子设备的小型化，相应的适配器电源也需要小型化，即更高的功率密度。为了获得更高的功率密度，必须提高适配器电源的效率，如何提高反激变换器的效率，是当前的主要技术挑战，需要技术的创新和突破。
3.图1所示为传统反激变换器的电路图。反激变换器在不同的负载、输入、控制策略下，可以工作在电流连续模式(ccm)，电流断续模式(dcm)，或者电流临界断续模式(bcm或者crm)。在反激变换器中，通过副边的二极管整流得到直流输出，如图1所示，d1为整流二极管。为了进一步提升效率，通常采用同步整流技术，用同步整流管(sr)取代二极管整流，如图2所示，采用mosfet取代二极管进行整流。
4.采用同步整流技术，主要是利用低导通电阻的mosfet导通时候的压降小于二极管，从而起到降低导通损耗的效果。但是，由于mosfet可以双向导电(二极管只能单向导电)，在反激变换器中，如果控制不当，原边开关开通时，同步整流管sr也导通，就会出现原副边共通短路的情况，损坏电路，因此，如何产生同步整流管的控制信号是同步整流的关键技术。
5.在现有技术中，同步整流管控制信号的产生方式有两大类，一种是原边控制器(或者副边控制器)同时产生原边开关的控制信号和副边sr的控制信号，但这种方式需要通过隔离器将信号在原副边之间传递；另一种是基于检测信号，通过副边sr控制器产生sr的控制信号，这种方式无需额外的隔离器，简单易用，是目前同步整流技术的主要技术方案，但这种方式的最大挑战是如何防止原副边开关的共通，尤其是当反激变换器工作在电流断续模式(dcm)。在dcm下，当电感电流下降到零后，电路存在寄生振荡。以反激变换器为例，变压器的激磁电感与开关器件的寄生电容振荡，由于器件的非理想特性，可能存在一定的反向电流，寄生振荡会使得sr两端的漏源电压v
ds
下降到零，会引起sr的误开通。通常sr有最小导通时间，如果此时原边开关在sr的最小导通时间内开通，就出现共通，损坏器件。因此，需要分辨sr的导通是真正的副边续流还是寄生振荡引起的。目前防止dcm寄生振荡阶段误开通的方法主要是两种，一种是检测sr漏源电压v
ds
下降的斜率；一种是伏秒检测，通过检测sr的相关电压波形及其持续时间的积分，确认是否是原边开关真正开通，这个积分值称为伏秒乘积，也称为伏秒值。
6.检测sr漏源电压v
ds
下降的斜率的方法，如图3所示，sr在dcm模式下漏极和源极之
间的电压波形，在t2时刻存在误导通的可能。通常斜率检测是原边开关在t0或者t3时刻关断，sr漏源电压v
ds
下降的斜率会明显高于寄生振荡时候电压下降的斜率，如t2时刻以前电压下降的斜率。但在sr出现较大的反向电流情况下，寄生振荡的斜率也会变得很大，导致两者无法区分。另外，随着开关频率越来越高(高频化)以及新型器件的应用，下降斜率通常在数个纳秒以及数十纳秒之间，检测如此短暂时间的差异变得更加困难，参数的偏差容易导致两者区分度不够。
7.伏秒检测的方法中，将sr的漏源电压v
ds
与输出电压vo的差进行积分，如图3中寄生振荡的伏秒乘积为阴影面积s1，原边开关正常开通的伏秒乘积为s2，通常s1小于s2，通过设定适当的阈值，可以区分寄生振荡与原边开关正常开通。
8.sr的开通控制通常的做法是，检测sr的漏源电压，当有电流流过sr时，sr的体二极管会先导通，即sr的漏源电压会小于一个负阈值，如-200mv，当检测到的sr的伏秒乘积大于设定的阈值，说明sr的体二极管开通不是寄生振荡引起的，控制sr开通。如图3中t3时刻，sr可以开通。
9.如果sr控制器设定的阈值过高，电路工作时，在某个负载点，原边开关正常开通时在副边sr上产生伏秒乘积可能在设定的伏秒乘积阈值附近，由于电路调节，会使得伏秒乘积存在阈值附近的抖动现象，出现sr有时导通、有时不导通的情况，出现噪声、纹波变大等情况，需要加以避免。
10.如何准确地控制sr正常开通，避免相应的抖动现象，是目前亟待解决的问题。


技术实现要素：

11.本发明实施例提供了一种同步整流管的控制方法、控制电路及开关电源电路，以解决现有技术中同步整流管电路调节时伏秒乘积存在阈值附近抖动的问题。为了对披露的实施例的一些方面有一个基本的理解，下面给出了简单的概括。该概括部分不是泛泛评述，也不是要确定关键/重要组成元素或描绘这些实施例的保护范围。其唯一目的是用简单的形式呈现一些概念，以此作为后面的详细说明的序言。
12.根据本发明实施例的第一方面，提供了一种同步整流管的控制方法。
13.在一个实施例中，一种同步整流管的控制方法，包括以下步骤：
14.根据同步整流管的伏秒乘积控制同步整流管开通或关断，其中，
15.初始状态下，同步整流管的当前伏秒判断阈值v
th
设置为第一伏秒判断阈值v
th1
；
16.在电路运行状态下，每个开关周期中，
17.当同步整流管的伏秒乘积v*t大于当前伏秒判断阈值v
th
，且满足同步整流管的漏源电压v
ds
小于同步整流管开通阈值v
ds(on)
时，控制同步整流管开通，并将当前伏秒判断阈值v
th
设置为第二伏秒判断阈值v
th2
，然后进行下一个开关周期的判定；
18.当同步整流管的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，但不满足同步整流管的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变；
19.当同步整流管的伏秒乘积不超过当前伏秒判断阈值v
th
，控制同步整流管不开通，然后根据第一判据进一步判断，如满足第一判据，将当前伏秒判断阈值v
th
设置为第一伏秒判断阈值v
th1
，反之，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变；然后进行下一个开关周期的判定；
20.其中，v
th1
》v
th2
。
21.可选地，所述第一判据为同步整流管伏秒乘积大于第三伏秒判断阈值v
th3
，v
th3
设定为大于寄生振荡的伏秒值，用于屏蔽寄生振荡，且v
th2
》v
th3
。
22.可选地，所述根据同步整流管的伏秒乘积控制同步整流管开通或关断，具体包括以下步骤：
23.在电路运行状态下，每个开关周期中，
24.如同步整流管的当前伏秒判断阈值v
th
＝v
th1
，当同步整流管sr的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，且同步整流管的漏源电压v
ds
小于开通阈值v
ds(on)
时，控制同步整流管开通，并将当前伏秒判断阈值v
th
设定为第二伏秒判断阈值v
th2
；然后进行下一个开关周期的判定；
25.如同步整流管的当前伏秒判断阈值v
th
＝v
th2
，当同步整流管的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，且同步整流管的漏源电压v
ds
小于同步整流管开通阈值v
ds(on)
时，控制同步整流管开通，并将当前伏秒判断阈值维持为第二伏秒判断阈值v
th2
；然后进行下一个开关周期的判定；
26.当同步整流管的伏秒乘积不超过当前伏秒判断阈值v
th
，但大于第三伏秒判断阈值v
th3
，控制同步整流管保持关断状态，将当前伏秒判断阈值v
th
设置为第一伏秒判断阈值v
th1
；然后进行下一个开关周期的判定。
27.当同步整流管的伏秒乘积不超过当前伏秒判断阈值v
th
，且不超过第三伏秒判断阈值v
th3
，控制同步整流管维持关断状态，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变；然后进行下一个开关周期的判定；
28.可选地，所述第一判据为同步整流管的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
的时间td大于设定的阈值t
th
。
29.可选地，所述根据同步整流管的伏秒乘积控制同步整流管开通或关断，具体包括以下步骤：
30.初始状态下，同步整流管的当前伏秒判断阈值v
th
设置为第一伏秒判断阈值v
th1
；
31.在电路运行状态下，每个开关周期中，
32.当同步整流管的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，且同步整流管的漏源电压v
ds
小于同步整流管开通阈值v
ds(on)
时，控制同步整流管开通，并将当前伏秒判断阈值设置为第二伏秒判断阈值v
th2
，然后进行下一个开关周期的判定；当同步整流管的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，但不满足同步整流管的漏源电压v
ds
小于同步整流管开通阈值v
ds(on)
，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变；
33.如果同步整流管的伏秒乘积不超过当前伏秒判断阈值v
th
，则控制同步整流管不导通，然后根据同步整流管的漏源电压v
ds
小于同步整流管开通阈值v
ds(on)
的时间td进一步判断，如果td大于设置的阈值t
th
，则将当前伏秒判断阈值设置为第一伏秒判断阈值v
th1
，反之，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变；然后进行下一个开关周期的判定。
34.可选地，所述同步整流管的伏秒乘积通过如下步骤获得：
35.获取输出电压和同步整流管的漏源电压；
36.当同步整流管的漏源电压高于输出电压时，将同步整流管的漏源电压与输出电压相减后进行积分运算，获得同步整流管的伏秒乘积。
37.可选地，所述同步整流管的伏秒乘积通过如下步骤获得：
38.获取输出电压和同步整流管的漏源电压；
39.当同步整流管的漏源电压高于k倍输出电压时，将同步整流管的漏源电压与k倍输出电压相减后进行积分运算，获得同步整流管的伏秒乘积，其中，k＞1。
40.根据本发明实施例的第二方面，提供了一种同步整流管的控制电路。
41.在一个实施例中，一种同步整流管的控制电路，包括：
42.采样模块，被配置为获取输出电压和同步整流管的漏源电压；
43.计算模块，被配置为当同步整流管的漏源电压高于k倍输出电压时，将同步整流管的漏源电压与k倍输出电压相减后进行积分运算，获得同步整流管的伏秒乘积，其中，k≥1；
44.控制模块，被配置为根据同步整流管的伏秒乘积控制同步整流管开通或关断,其中，
45.初始状态下，同步整流管的当前伏秒判断阈值v
th
设置为第一伏秒判断阈值v
th1
；
46.在电路运行状态下，每个开关周期中，
47.当同步整流管的伏秒乘积v*t大于当前伏秒判断阈值v
th
，且满足同步整流管的漏源电压v
ds
小于同步整流管开通阈值v
ds(on)
时，控制同步整流管开通，并将当前伏秒判断阈值v
th
设置为第二伏秒判断阈值v
th2
，然后进行下一个开关周期的判定；
48.当同步整流管的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，但不满足同步整流管的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变；
49.当同步整流管的伏秒乘积不超过当前伏秒判断阈值v
th
，控制同步整流管不开通，然后根据第一判据进一步判断，如满足第一判据，将当前伏秒判断阈值v
th
设置为第一伏秒判断阈值v
th1
，反之，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变；然后进行下一个开关周期的判定；
50.其中，v
th1
》v
th2
。
51.可选地，所述第一判据为同步整流管伏秒乘积大于第三伏秒判断阈值v
th3
，v
th3
设定为大于寄生振荡的伏秒值，用于屏蔽寄生振荡，且v
th2
》v
th3
。
52.可选地，所述第一判据为同步整流管的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
的时间td大于设定的阈值t
th
。
53.根据本发明实施例的第三方面，提供了一种开关电源电路。
54.在一些实施例中，一种开关电源电路，包括：
55.原边电路和副边电路，副边电路包括同步整流管，还包括上述各实施例的同步整流管的控制电路，所述同步整流管的控制电路控制同步整流管的开通和关断。
56.本发明实施例提供的技术方案可以包括以下有益效果：
57.可以准确区分寄生振荡和原边开关正常导通，有效防止寄生振荡阶段同步整流管的误导通问题；
58.可以有效避免同步整流管伏秒乘积在阈值附近的抖动问题。
59.应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。
附图说明
60.此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本发明的实施例，并与说明书一起用于解释本发明的原理。
61.图1是传统反激变换器的电路图；
62.图2是采用同步整流器的反激变换器的电路图；
63.图3是计算同步整流管伏秒乘积的原理图；
64.图4a是根据一示例性实施例示出的本发明的同步整流管的控制方法的流程图；
65.图4b是根据另一示例性实施例示出的本发明的同步整流管的控制方法的流程图；
66.图5a是根据一示例性实施例示出的本发明的根据sr的伏秒乘积控制同步整流管开通或关断的步骤的流程图；
67.图5b是根据另一示例性实施例示出的本发明的根据sr的伏秒乘积控制同步整流管开通或关断的步骤的流程图；
68.图6是根据图4b实施例示出的控制方法计算同步整流管伏秒乘积的原理图；
69.图7是根据一示例性实施例示出的本发明的计算模块的电路图。
具体实施方式
70.以下描述和附图充分地示出本文的具体实施方案，以使本领域的技术人员能够实践它们。一些实施方案的部分和特征可以被包括在或替换其他实施方案的部分和特征。本文的实施方案的范围包括权利要求书的整个范围，以及权利要求书的所有可获得的等同物。本文中，术语“第一”、“第二”等仅被用来将一个元素与另一个元素区分开来，而不要求或者暗示这些元素之间存在任何实际的关系或者顺序。实际上第一元素也能够被称为第二元素，反之亦然。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的结构、装置或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种结构、装置或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的结构、装置或者设备中还存在另外的相同要素。本文中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
71.本文中的术语“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本文和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。在本文的描述中，除非另有规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接或电连接，也可以是两个元件内部的连通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。
72.本文中，除非另有说明，术语“多个”表示两个或两个以上。
73.本文中，字符“/”表示前后对象是一种“或”的关系。例如，a/b表示：a或b。
74.本文中，术语“和/或”是一种描述对象的关联关系，表示可以存在三种关系。例如，a和/或b，表示：a或b，或，a和b这三种关系。
75.在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
76.本发明实施例公开的同步整流管的控制方法及控制电路，用于控制副边电路包含同步整流管的开关电源电路，下面结合具体实施例进行详细说明。
77.实施例1
78.图4a示出了本发明的同步整流管的控制方法的一个实施例。
79.在该实施例中，同步整流管的控制方法包括以下步骤：
80.步骤1，获取副边电路输出电压vo和同步整流管的漏源电压v
ds
；
81.步骤2，当同步整流管的漏源电压v
ds
高于k倍输出电压vo时，将同步整流管的漏源电压v
ds
与k倍输出电压vo相减后进行积分运算，获得同步整流管的伏秒乘积；其中，k＝1；
82.步骤3，根据同步整流管的伏秒乘积控制同步整流管开通或关断。
83.其中，步骤3，根据同步整流管的伏秒乘积控制同步整流管开通或关断，如图5a所示，包括以下步骤：
84.设定2个伏秒阈值，第一伏秒判断阈值v
th1
、第二伏秒判断阈值v
th2
，其中，v
th1
》v
th2
；v
th1
和v
th2
为用于判断sr是否开通的阈值，类似于一个滞回比较器的两个阈值，根据电路工作状态选定v
th1
和v
th2
其中一个，作为当前伏秒判断阈值v
th
。
85.初始状态下，sr的当前伏秒判断阈值v
th
设置为第一伏秒判断阈值v
th1
。
86.在电路运行状态下，每个开关周期中，
87.当sr的伏秒乘积v*t大于当前伏秒判断阈值v
th
，且满足sr的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
(如-200mv)时，判断该情形是真实的原边开通，控制sr开通，并将当前伏秒判断阈值v
th
设置为第二伏秒判断阈值v
th2
，然后进行下一个开关周期的判定；需要说明的是，当sr的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，但不满足同步整流管的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
，该情形不是一个正常的原边开通，这种情况下，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变，如图5a所示。
88.当sr的伏秒乘积不超过当前伏秒判断阈值v
th
，控制sr不开通，然后根据第一判据进一步判断，如满足第一判据，将当前伏秒判断阈值v
th
设置为第一伏秒判断阈值v
th1
，反之，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变；然后进行下一个开关周期的判定。
89.可选地，在本实施例中，所述第一判据为sr伏秒乘积大于第三伏秒判断阈值v
th3
，v
th3
设定为大于寄生振荡的伏秒值，用于屏蔽寄生振荡，且v
th2
》v
th3
。
90.进一步地，上述实施例的控制方法，在电路运行状态下，每个开关周期中，
91.如sr的当前伏秒判断阈值v
th
＝v
th1
，当同步整流管sr的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，且同步整流管的漏源电压v
ds
小于开通阈值v
ds(on)
时，控制sr开通，并将当前伏秒判断阈值v
th
设定为第二伏秒判断阈值v
th2
；然后进行下一个开关周期的判定。
92.如sr的当前伏秒判断阈值v
th
＝v
th2
，当同步整流管sr的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，且sr的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
时，控制sr开通，并将当前伏秒判断阈值维持为第二伏秒判断阈值v
th2
(不变)；然后进行下一个开关周期的判定。
93.当sr的伏秒乘积不超过当前伏秒判断阈值v
th
，但大于第三伏秒判断阈值v
th3
，控制sr保持关断状态，将当前伏秒判断阈值v
th
设置为第一伏秒判断阈值v
th1
，如原先为v
th2
，切换为v
th1
；如原先为v
th1
，维持为v
th1
(不变)；然后进行下一个开关周期的判定。
94.当sr的伏秒乘积不超过当前伏秒判断阈值v
th
，且不超过第三伏秒判断阈值v
th3
，控制sr维持关断状态，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变；然后进行下一个开关周期的判定。
95.基于上述判定步骤，可以避免sr的伏秒乘积在设定的阈值附近的抖动。
96.实施例2
97.在另一个实施例中，基于上述实施例1中的同步整流管的控制方法，上述根据sr的
伏秒乘积控制同步整流管开通或关断的步骤，所述第一判据为sr的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
的时间td大于设定的阈值t
th
。
98.本实施例的控制方法，步骤3，根据同步整流管的伏秒乘积控制同步整流管开通或关断，如图5b所示，包括以下步骤：
99.设定2个伏秒阈值，第一伏秒判断阈值v
th1
、第二伏秒判断阈值v
th2
，其中，v
th1
》v
th2
。
100.初始状态下，sr的当前伏秒判断阈值v
th
设置为第一伏秒判断阈值v
th1
。
101.在电路运行状态下，每个开关周期中，
102.当sr的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，且sr的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
时，控制sr开通，并将当前伏秒判断阈值设置为第二伏秒判断阈值v
th2
，然后进行下一个开关周期的判定；需要说明的是，当sr的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，但不满足同步整流管的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
，该情形不是一个正常的原边开通，这种情况下，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变，如图5b所示。
103.如果sr的伏秒乘积不超过当前伏秒判断阈值v
th
，则控制sr不导通，然后根据sr的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
的时间td(通常为数百纳秒至1微秒)进一步判断，如果td大于设置的阈值t
th
，则将当前伏秒判断阈值设置为第一伏秒判断阈值v
th1
，反之，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变；然后进行下一个开关周期的判定。
104.进一步地，上述实施例的控制方法，在电路运行状态下，每个开关周期中，
105.如sr的当前伏秒判断阈值v
th
＝v
th1
，当同步整流管sr的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，且sr的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
(如-200mv)时，控制sr开通，并将当前伏秒判断阈值v
th
设定为第二伏秒判断阈值v
th2
；
106.然后进行下一个开关周期的判定。
107.如sr的当前伏秒判断阈值v
th
＝v
th2
，当同步整流管sr的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，且sr的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
(如-200mv)时，控制sr开通，并将当前伏秒判断阈值维持为第二伏秒判断阈值v
th2
(不变)；然后进行下一个开关周期的判定。
108.当sr的伏秒乘积不超过当前伏秒判断阈值v
th
，但sr的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
(如-200mv)的时间td大于设置的阈值t
th
，控制sr保持关断状态，将当前伏秒判断阈值v
th
设置为第一伏秒判断阈值v
th1
，如原先为v
th2
，切换为v
th1
；如原先为v
th1
，维持为v
th1
(不变)；然后进行下一个开关周期的判定。
109.当sr的伏秒乘积不超过当前伏秒判断阈值v
th
，且sr的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
(如-200mv)的时间td不超过设置的阈值t
th
，控制sr维持关断状态，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变；然后进行下一个开关周期的判定。
110.上述sr的漏源电压v
ds
小于开通阈值v
ds(on)
的时间即sr体二极管导通时间。
111.基于上述判定步骤，可以避免sr的伏秒乘积在设定的阈值附近的抖动。
112.实施例3
113.图4b示出了本发明的同步整流管的控制方法的一个实施例。
114.在该实施例中，同步整流管的控制方法包括以下步骤：
115.步骤1，获取副边电路输出电压vo和同步整流管的漏源电压v
ds
；
116.步骤2，当同步整流管的漏源电压v
ds
高于k倍输出电压vo时，将同步整流管的漏源电压v
ds
与k倍输出电压vo相减后进行积分运算，获得同步整流管的伏秒乘积，其中k是一个
大于1的系数，k可以是整数，也可以是小数，如1.3、1.4、1.5、1.8、2、2.3等；
117.步骤3，根据同步整流管的伏秒乘积控制同步整流管开通或关断。本实施例步骤3，根据同步整流管的伏秒乘积控制同步整流管开通或关断的具体步骤与上述实施例相同，这里不再赘述。
118.如图6所示，在原边开关正常开通的过程中，sr的漏源电压v
ds
波形接近方波，如图6中的s2部分，随着k的增加，对于原边开关正常开通过程的伏秒面积(s2)计算，根据本发明实施例的控制方法计算获得的伏秒面积相对常规方法变小，其伏秒面积减小与k呈现线性关系。而寄生振荡过程中，sr的漏源电压v
ds
波形接近正弦波形，正弦波底部大、顶部小，随着k的增加，对于寄生振荡过程的伏秒面积(s1)计算，其伏秒面积(s1)减小与k呈现非线性关系，减小得更快。本发明实施例利用这一特性，将sr的漏源电压v
ds
与k倍输出电压vo相减后积分，可以增加寄生振荡信号(正弦波)与原边开关正常开通信号(方波)的区分度。
119.需要说明的是，在sr的伏秒乘积运算中，当同步整流管的漏源电压v
ds
小于输出电压vo或者k*vo一个短时间后，积分器输出自动清零，为下一次积分运算做好准备，避免一个开关周期内多个寄生振荡的伏秒乘积的累加，实现了一个开关周期内，同步整流管的漏源电压v
ds
超过输出电压vo或者k*vo部分的单独伏秒乘积的计算。以上说明适用于本发明所有实施例的伏秒乘积计算，后面不再单独说明。
120.可选地，获取上述k倍输出电压的步骤，可以通过对输出电压vo的采样结果进行运算放大获得，在一个开关周期内，同步整流管的伏秒乘积根据如下公式(1)积分计算获得：
121.vt＝∫(v
ds-k
·vo
)dt
ꢀꢀ
(1)
122.其中，k是一个大于1的系数，可以是整数，也可以是小数，如1.3、1.4、1.5、1.8、2、2.3等。
123.在本发明各实施例中，积分运算均指在一个开关周期内积分。
124.可选地，获取上述k倍输出电压的步骤，也可以通过对输出电压vo的采样结果叠加偏置电压获得，例如在输出电压之上叠加一个偏置电压v
offset
，在一个开关周期内，同步整流管的伏秒乘积根据如下公式(2)积分计算获得：
125.vt＝∫(v
ds-v
o-v
offset
)dt
ꢀꢀ
(2)
126.则
127.因此，k是一个大于1的系数，可以是整数，也可以是小数，如1.3、1.4、1.5、1.8、2、2.3等。
128.实施例4
129.在一个实施例中，还公开了一种同步整流管的控制电路，包括：
130.采样模块，被配置为获取输出电压和同步整流管的漏源电压；
131.计算模块，被配置为当同步整流管的漏源电压高于k倍输出电压时，将同步整流管的漏源电压与k倍输出电压相减后进行积分运算，获得同步整流管的伏秒乘积，其中，k≥1；
132.控制模块，被配置为根据同步整流管的伏秒乘积控制同步整流管开通或关断，其中，初始状态下，当同步整流管的伏秒乘积大于第一伏秒判断阈值v
th1
，在电路运行状态下，每个开关周期中，当sr的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，且sr的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
时，控制sr开通，并将当前伏秒判断阈值设置为第二伏秒判断阈值v
th2
，然后进
行下一个开关周期的判定；当sr的伏秒乘积大于当前伏秒判断阈值v
th
，但不满足同步整流管的漏源电压v
ds
小于sr开通阈值v
ds(on)
，该情形不是一个正常的原边开通，这种情况下，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变；如果sr的伏秒乘积不超过当前伏秒判断阈值v
th
，则控制sr不导通，然后根据第一判据进一步判断，如满足第一判据，将当前伏秒判断阈值v
th
设置为第一伏秒判断阈值v
th1
，反之，维持当前伏秒判断阈值v
th
不变；然后进行下一个开关周期的判定。
133.上述同步整流管的控制电路的工作原理与上述同步整流管的控制方法的工作原理相同，这里不再赘述。
134.实施例5
135.基于上述同步整流管的控制电路，公开了计算模块的一个实施例。
136.该实施例中，如图7所示，图7示出了反激变换器的副边部分，为了简化电路，输出电压的信息可以直接从输出端直接得到(或者通过分压电阻得到)，通过一个内部放大电路10得到k*vo，然后利用一个跨导型运算放大器20将v
ds-k*vo的值转换为一个电流信号，当v
ds
《k*vo时该跨导型运算放大器20无输出，通过一个电容积分就可以得到sr的伏秒乘积v*t。需要说明的是，上述计算模块在伏秒乘积积分运算中，当同步整流管的漏源电压v
ds
小于输出电压vo或者k*vo一个短时间后，积分器输出自动清零，为下一次积分运算做好准备，避免一个开关周期内多个寄生振荡的伏秒乘积的累加。
137.上述计算模块的电路仅为示意性的，本领域技术人员可以根据本发明的教导采用其他电路实现，例如输出电压的信息也可以通过其他方式得到，如基于sr的漏源电压得出，计算模块可以通过模拟电路实现，也可以通过数字电路实现，也可以通过模拟电路和数字电路相结合的电路实现。
138.实施例6
139.在一个实施例中，还公开了一种开关电源电路，该开关电源电路包括原边电路、副边电路，副边电路包括同步整流管，还包括上述任一项实施例的同步整流管的控制电路，控制电路控制同步整流管的开通和关断。
140.可选地，上述开关电源电路为反激类变换器。
141.当然，本发明的同步整流管的控制方法及控制电路还适用于其他副边电路包含同步整流管的开关电源电路，例如有源钳位反激变换器、不对称反激变换器、半桥变换器、正激变换器、谐振变换器等。
142.本发明并不局限于上面已经描述并在附图中示出的结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本发明的范围仅由所附的权利要求来限制。