一种双频可重构MMIC异相功率放大器及其调控方法与流程

一种双频可重构mmic异相功率放大器及其调控方法
技术领域
1.本发明涉及射频微波通信领域，涉及双频可重构mmic异相功率放大器及其调控方法，具体是一种可以在两个独立频段内工作的双频异相功率放大器mmic芯片及其设计方法，这是一种利用匹配可重构技术实现对于两个不同工作频率的支持，且保证高放大效率的异相功率放大器芯片。


背景技术：

2.伴随着无线通信技术的快速迭代和发展，射频微波技术正逐渐改变人们的日常生活，无论是在商业民用领域还是在国防军工领域，现阶段射频通信技术都持续扮演举足轻重的角色。容易发现，随着通信和雷达技术的快速演进，特别是日益增长的信号带宽、饱和输出功率、放大器效率等要求，对射频微波系统提出了更高的技术挑战，一些传统的电路设计方式逐渐无法适应系统指标需求。
3.功率放大器作为整个收发机的核心部分，其性能的好坏将直接影响整个收发系统工作的稳定性及能耗水平。作为收发机的主要耗电部件，提高功放的效率不仅能够节约能源，提高电池使用寿命，而且更低的发热能够为系统提供一个稳定的工作环境。然而传统的a类、ab类功率放大器在放大高峰均比信号时，虽然能够在放大时保证线性度的要求，但是在功率回退状态下效率过低。这一问题直接限制了传统功放架构在高端发射机中的应用。基于上述原因，一些能够兼顾高回退效率和良好线性度的负载调制型功放日趋流行，并逐渐成为基站类功放的首选设计方案。其中，异相(outphasing)功率放大器便是高性能负载调制型功放的典型代表之一，近些年成为业内研究的热点。
4.异相功率放大器电路的基本工作原理是通过信号调理电路把输入信号分解成两个幅度相同、相位相反的信号。分解后的两路信号分别经过两个饱和子放大器进行放大，放大后的两路等幅异相信号进行矢量合并，便可以在输出端高度还原输入调制信号的幅度，以便实现良好的线性度。同时，由于饱和工作的子放大器保证了工作时的高效率。因此，异相功率放大器可以同时实现对调制信号的高效率和高保真放大。
5.作为整个异相放大器的核心，输出端的功率合成器设计至关重要。其中，集成子放大器电抗补偿功能的chireix合成器是目前应用最为广泛的一种结构。该结构的合成器通过在合成端提供合适的虚部补偿电路以消除无功虚部对效率产生的影响，从而有效保证放大器整体效率。虚部补偿电路可以是串联或并联的结构，其中一种基于串联补偿的非等长合成器结构，因其简单的构造和便于设计的特性在近期受到广泛关注。
6.另一方面，常规通信频段频谱资源的短缺，未来宽带通信技术的工作频谱不断地向高频段迁移。工作频率的上升在带来丰富带宽资源的同时，也同步引入更大的技术挑战。其中一个突出的问题是由于高频信号工作波长短，要求电路尺寸大幅减小，因此电路实现方式由传统的pcb工艺向半导体芯片工艺过渡的趋势已不可逆转。微波单片集成电路(microwave monolithic integrated circuit,mmic)凭借其小型化、性能稳定、一致性强、可靠性高、可量产等特性逐渐占据了相当一部分的民用和军用市场，基于砷化镓、氮化镓等
化合物工艺的mmic芯片在电路实现方式上的灵活性使得设计一种能支持多频工作的功放成为可能。与此同时为了能够充分利用这些资源，开发出多模多频的通信系统成为了发展的趋势，为了达成这一目的，通常需要将多个工作在不同频率的功放整合在一起，这不仅提高了设计的复杂性而且不符合电路轻量化和小型化的发展趋势。
7.针对目前现有的需求，有必要进行研究，以提供一种通用的双频异相mmic功率放大器的设计方案。


技术实现要素：

8.本发明的一个目标在于针对现有技术的不足，提出双频可重构mmic异相功率放大器，具体是一个单一电路同时支持双频工作的异相放大器，是将基于非等长传输线的异相功率放大器理论，针对单频功率放大器的各个部分进行双频带设计，其中作为核心部分的合成器采用带有开关的可重构t型结构，以代替合成器的非等长传输线，通过控制t型结构并联开关的状态，进而控制合成器的等效电长度，以实现功放的双频功能。
9.本发明双频可重构mmic异相功率放大器，包括上下两路电路、双频可重构功率合成电路、后匹配电路；其中每路电路包括宽带输入匹配电路，rc稳定电路，栅极偏置电路，晶体管，双频寄生电容补偿电路。
10.所述上下两路电路中两路宽带输入匹配电路的输入为不同频率的等幅异相信号，其幅度完全相同且彼此相位关系满足特定条件。每一路宽带输入匹配电路采用了经典的宽带阻抗匹配结构，可以实现两个频点下晶体管的输入阻抗的全匹配。
11.所述可重构双频功率合成电路采用开关控制t型结构的并联电容来保证两个频率下上下路合成器的阻抗和相位关系；其包括上下两支路，上下两支路均采用参数不同但结构相同的可重构t型结构，该可重构t型结构包括串联传输线l8、并联电容c4、并联电容c5、分别连接两个并联电容c4、c5并接地的开关s1和s2、串联传输线l9。串联传输线l8的一端作为可重构t型结构的输入端，另一端与并联电容c4的一端、并联电容c5的一端、串联传输线l9的一端连接；并联电容c4和c5的另一端分别通过开关s1和开关s2接地；上下两路可重构t型结构的串联传输线l9的另一端互相连接作为可重构双频功率合成电路的输出端。
12.同一路可重构t型结构中所述串联传输线l8和l9电长度和特征阻抗相同；并联电容c4和c5的容值不同，分别对应两个频率下所需的容值。
13.上下两路不同可重构t型结构中串联传输线l8的电长度不同，特征阻抗相同；上下两路不同可重构t型结构中串联传输线l9的电长度不同，特征阻抗相同；上下两路不同可重构t型结构中并联电容c4的容值相同，并联电容c5的容值相同。
14.上下两支路中同一个可重构t型结构满足以下条件：
[0015][0016]
其中c表示当前可重构t型结构中并联电容c4、c5的容值；串联传输线l8、l9 的电长度均为θ0；z表示串联传输线l8、l9的特征阻抗，f＝f1或f2，表示归一化的中心频率。
[0017]
作为优选，输入宽带匹配可以采用多阶lc拓扑或基于网络综合方式的宽带阻抗匹配结构，其目的是在一个宽频带内实现输入阻抗(通常为50欧姆)至晶体管栅级阻抗的有效
匹配。
[0018]
更为优选，宽带输入匹配电路包括串联传输线l1，并联短路传输线l2，串联隔直电容c1，串联传输线l3，并联匹配电容c2，串联传输线l4。串联传输线l1的一端作为宽带输入匹配电路的输入端，串联传输线l1的另一端与并联短路传输线l2的一端、隔直电容c1的一端连接，并联短路传输线l2的另一端接地，串联传输线l3的一端与隔直电容c1的另一端连接，串联传输线l3的另一端与并联匹配电容c2的一端、串联传输线l4的一端连接，并联匹配电容c2的另一端接地，串联传输线l4的另一端作为宽带输入匹配电路的输出端；
[0019]
作为优选，所述rc稳定电路为晶体管提供工作频带内稳定的工作条件，避免放大器不必要的自激振荡；
[0020]
作为优选，所述rc稳定电路包括由电阻r1和电容c7构成的并联rc网络，电阻 r1的一端和电容c7的一端连接后作为稳定电路的输入端，接宽带输入匹配电路的输出端、栅极偏置电路的输入端；电阻r1的另一端和电容c7的另一端连接作为放大器稳定电路的输出端，接晶体管的栅极；
[0021]
作为优选，所述栅极偏置电路包括并联传输线l5；并联传输线l5一端与栅极偏置 v
gs
连接，并联传输线l5的另一端与rc稳定电路的输入端连接；
[0022]
作为优选，所述晶体管被偏置在深度ab类或b类的工作状态。
[0023]
作为优选，所述双频寄生电容补偿网络采用t型结构设计，能够在两个频点下补偿晶体管寄生电容的同时为漏极提供供电；
[0024]
更为优选，所述双频寄生电容补偿网络包括由传输线和并联电容构成的t型结构，其包括并联传输线l6、并联电容c3、并联传输线l7；并联传输线l6的一端与晶体管的漏极相连，另一端与并联电容c3的一端、并联传输线l7的一端连接，并联电容c3 的另一个端接地，并联传输线l7的另一端与漏极供电v
ds
相连。
[0025]
作为优选，所述后匹配电路用以提供两个频率下50欧姆标准阻抗至功率合成网络所需最优阻抗的转换，包括串联传输线l10，串联传输线l11，并联电容c6，串联隔直电容c7，并联电感h1，串联传输线l12。串联传输线l10的一端作为后匹配电路的输入端，连接可重构双频功率合成电路的输出端；串联传输线l10的另一端连接并联电容c6的一端、串联传输线l11的一端；并联电容c6的另一端接地；串联传输线l11 的另一端连接串联隔直电容c7的一端；串联隔直电容c7的另一端连接并联电感h1 的一端、串联传输线l12的一端，并联电感h1的另一端接地，串联传输线l12另一端作为后匹配电路的输出端，连接标准5欧姆负载。
[0026]
本发明的另一个目的是提供上述双频可重构mmic异相功率放大器的调控方法。
[0027]
当可重构双频功率合成电路上下两支路的开关s1开启，开关s2关闭时，为第一工作状态，此时可重构t型结构等效电长度满足第一工作频率f1；可重构双频功率合成电路的上下两支路等效电长度在f1下满足关于90
°
中心对称的特性；
[0028]
当可重构双频功率合成电路上下两支路的开关s1关闭，开关s2开启时，为第二工作状态，此时可重构t型结构等效电长度满足第二工作频率f2；可重构双频功率合成电路的上下两支路等效电长度在f2下满足关于90
°
中心对称的特性；
[0029]
通过控制可重构t型结构开关s1、s2的状态，实现在两个工作频率下来回切换。
[0030]
本发明的有益效果如下：
[0031]
两路等幅异相的信号经宽带输入匹配电路到达晶体管进行放大后，在功率合成器
处进行功率合成，在不同频点处通过控制开关来调整合成器t型结构的等效电长度，来进行高效的合成，最终信号经过后匹配电路到达负载端。通过开关的切换最终实现功率放大器在两个频率下工作的功能。
附图说明
[0032]
图1是本发明中的一种双频可重构mmic异相功率放大器的结构示意图。
[0033]
图2是一种基于t型结构的双频寄生参数补偿电路。
[0034]
图3是利用可重构t型结构合成器替换传统非等长合成器的示意图。
[0035]
图4是一种典型的t型结构示意图。
[0036]
图5是利用仿真软件模拟本发明在10ghz和15ghz两个频率下的结果示意图。
具体实施方式
[0037]
以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
[0038]
图1所示为本发明中的一种双频异相功率放大器的结构示意图，该功率放大器包括宽带输入匹配电路、rc并联稳定电路、双频寄生电容补偿电路、双频可重构功率合成电路、后匹配电路。
[0039]
所述宽带匹配电路采用低q值宽带匹配结构，保证输入信号向晶体管低损耗传输，其中被用到匹配结构中的串联电容同时起到隔断直流的作用，并联短路线同时作为栅极偏置电路。
[0040]
所述rc稳定电路引入了有耗元件，保证了放大器在工作频带内的稳定性。
[0041]
图2所示为一种用于实现双频下寄生电容补偿的t型结构，利用这种结构可以在两个频率下对晶体管的寄生参数进行补偿，使晶体管的饱和点与回退点的最优阻抗落到实轴附近。
[0042]
晶体管的寄生参数以寄生电容为主，可以通过负载牵引等方式分别求出两个频率下需要在晶体管漏极提供的电纳补偿值，对应于图2中y
in
(f1)和y
in
(f2)，双频寄生电容补偿电路所设计的t型结构在两个工作频率下从输入端看到的电纳值可以表示为：
[0043][0044][0045]
其中ya(f1)和ya(f2)分别为：
[0046]
[0047][0048][0049]
上式中所涉及到的变量z1和z2分别对应传输线l6、l7的特征阻抗，θ1和θ2分别对应传输线l6、l7的电长度；c则代表并联电容c3的容值；ya(f1)代表在频率f1下传输线l6输出端的导纳值，yb(f1)代表在频率f1下传输线l7输入端的导纳值，yc(f1)代表在频率f1下电容c3输入端的导纳值，ya(f2)、yb(f2)、yc(f2)则对应频率为f2时的取值。需要注意的是上述公式中用于设计的自由变量：电容容值c、传输线的电长度θ1和θ2、特征阻抗z1和z2在满足设计需求的同时也要符合电路版图加工的要求，这样就能通过设计上述的t型结构来实现在两个频率下分别对应的输入电纳。
[0050]
图3所示为传统非等长合成器(图3(a))和可重构的t型结构(图3(b))。传统非等长合成器由上下两条特征阻抗相同电长度不同的传输线构成，通过串联结构的传输线来实现虚部补偿。但是当频率发生改变后，传输线的色散效应使其不再满足的关系，合成器的效率将会受到影响。这里用表示归一化频率，f表示实际工作的频率，f0表示原始中心频率；δf表示频率变化量，δf＝f-f0；并进行了如下推导：
[0051]
对于合成器的上路，其实际电长度与归一化频率的关系为：
[0052][0053]
对于合成器的下路，其实际电长度与归一化频率的关系为：
[0054][0055]
从公式推导中可以看出90
°
·
δf影响了上下两路的关系，因此可以利用一个可重构结构来消除这一部分产生的影响，这里利用由开关控制的t型结构(b)来替换传统非等长合成器(a)，如图3所示。
[0056]
图4所示的一个典型t型结构的传输矩阵可以表示为：
[0057][0058]
其中θ为t型结构串联传输线的电长度，z为串联传输线的特征阻抗，c为并联电容的容值。
[0059]
令yc＝2πfc，可以化简得：
[0060][0061]
再令θc＝arctan(t)，化简得：
[0062][0063]
由t型结构的传输矩阵可以求得其s
21
:
[0064][0065]
由此可得t型结构的等效电长度为2θ θc。
[0066]
图3(b)所示上路可重构t型结构部分由上路串联传输线l8，分别通过开关s1、s2 接地的并联电容c4、c5，上路串联传输线l9构成，其中两条串联传输线的电长度θ均为下路可重构t型结构部分由下路串联传输线l8，分别通过开关s1、s2接地的并联电容c4、c5，下路串联传输线l9构成，其中两条串联传输线的电长度θ均为θ
0-φ/2；上路可重构t型结构中并联电容c4与下路可重构t型结构中并联电容 c4容值相同，上路可重构t型结构中并联电容c5与下路可重构t型结构中并联电容 c5容值相同，上下两路s1、s2对应状态相同。
[0067]
根据t型结构的传输矩阵得到其s
11
：
[0068][0069]
此时从功率合成器上下两路输入端看到的阻抗分别为z
in1
和z
in2
，并且通过前面的分析可知上下两路t型结构的串联传输线的电长度分别为和θ
0-φ/2，上下两路可重构t型结构等效电长度分别为2θ0 θc φ和2θ0 θ
c-φ。
[0070]
为了便于计算，令
[0071]
对于上路：
[0072]
对于下路：
[0073]
并且2θ0 θc＝90
°
，所以可以得到：
[0074][0075][0076]
通分得：
[0077][0078]
[0079]
因为所以便能证明由上述设计方法得到的上下两路t型结构得等效特征阻抗相等。
[0080]
当频率发生变化时，可重构双频功率合成电路上下路等效电长度分别为：
[0081][0082][0083]
为了使上下两路等效电长度满足关于90
°
中心对称得关系，需要始终保证
[0084][0085]
由于t型结构的串联传输线电长度固定，θ0为常数，得到：
[0086][0087]
c：t型结构并联电容的容值
[0088]
θ0：t型结构里串联传输线的电长度
[0089]
z：t型结构串联传输线特征阻抗
[0090]
是归一化频率
[0091]
f：实际工作频率
[0092]
由于值随着频率的改变也发生了变化，值的大小会影响可重构双频功率合成电路的阻抗轨迹，使其偏离最优阻抗点的范围，而负载阻抗同样能影响可重构双频功率合成电路阻抗的轨迹，因此可以通过调整负载阻抗的大小来减轻值变化带来的影响。图 1中的后匹配结构便是用来实现这一功能，因此需要通过仿真得到两个频点下的最优负载阻抗，然后设计如图1所示的后匹配结构来实现两个频点下的阻抗变换。
[0093]
上述双频功率放大器的设计方法，通过如下步骤实现：
[0094]
步骤一：设计rc稳定电路，调试rc稳定电路电容c7和电阻r1的大小，使晶体管在宽频带内稳定因数大于1。
[0095]
步骤二：设计一个偏置在ab类的功率放大器，并使用前文所描述的宽带输入匹配电路，上下两路均采用这一结构。
[0096]
步骤三：调试双频寄生电容补偿电路，所采用的t型结构寄生参数补偿电路需要提供两个频率下所需要的电抗。
[0097]
步骤四：调试可重构双频功率合成电路。调试同一个可重构t型结构的串联传输线l8和l9，保证串联传输线l8和l9的参数相同，在中心频率下设计串联传输线l8 和l9的电长度；根据需求控制开关s1、s2的开闭状态，在第一工作状态时调整上下路并联电容c4的容值，在第二工作状态时调整上下路并联电容c5的容值，使上下两路可重构t型结构等效电长度在两个工作状态下都能满足非等长结构的要求，即上下两路等效电长度在两个工作状态下关于90
°
中心对称，并保证上下路等效特征阻抗相同。
[0098]
步骤五：调试后匹配电路。通过观察可重构双频功率合成电路阻抗轨迹在史密斯原图的位置，并参考此时仿真的性能结果，找出两个频率下合成器所需的最优负载阻抗，调试前文所述后匹配电路的各项参数来实现标准50欧姆到两个工作频率下最优阻抗的转换。
[0099]
步骤六：将调试好的宽带输入匹配电路、rc稳定电路、双频寄生电容补偿电路、双
频可重构功率合成电路、后匹配电路组合起来并进行调试。
[0100]
图5所示为本发明设计在ads中数据仿真的结果图，由仿真结果可知，放大器工作在10ghz时，饱和输出功率大于32dbm，饱和输出效率为55.8％，功率回退6db效率为54％；放大器工作在15ghz时，饱和输出功率大于31dbm，饱和输出效率为65％。功率回退6db效率为61％。仿真结果说明该设计实现了放大器双频工作的功能。
[0101]
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本技术中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本技术所示的这些实施例，而是要符合与本技术所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。