水下MIMO-OFDM系统非正交导频图案设计方法与流程

水下mimo-ofdm系统非正交导频图案设计方法
技术领域
1.本发明属于水声信号处理领域，涉及一种水下mimo-ofdm系统非正交导频图案设计方法。


背景技术：

2.mimo-ofdm系统具有抗多径干扰能力强以及在不显著增加带宽的条件下显著提高数据传输速率等优点，近几年被广泛应用于水声通信系统。mimo-ofdm系统每个接收端的接收信号包含来自所有发射端的独立数据，需要同时估计多个信道，因此准确的信道估计成为一大挑战。利用已知的导频符号估计信道系数是目前的主流mimo-ofdm系统信道估计方法，但是，传统的导频设计方案要求导频索引序列互不交叠，称为正交导频。显然系统导频开销随系统发射端数量增加而增加，这制约着数据传输速率的增加，从而导致信道估计精度与系统通信速率的权衡问题。为了解决这一问题，无线电通信大规模mimo系统开始研究多个发射端共用一套导频索引序列的非正交导频系统。非正交导频降低了mimo系统的导频开销，并且相同系统导频开销下，非正交导频提供更多的导频符号用于信道估计，估计效果准确。
3.中国专利说明书cn109314551b提到无线通信系统终端需要发送正交的上行链路导频信号，这将导致mimo系统导频开销过大的问题。中国专利说明书cn112260811a提出了一种导频分配方法，仍基于发射端导频相互正交的前提，对导频取值进行优化，仍然能不能很好解决系统导频开销与发射端天线数量成正比的问题。


技术实现要素：

4.针对上述现有技术，本发明要解决的技术问题是提供一种不同发射端共用导频索引位置的水下mimo-ofdm系统非正交导频图案设计方法，降低系统导频开销，增加信道估计精度。
5.为解决上述技术问题，本发明的一种水下mimo-ofdm系统非正交导频图案设计方法，mimo-ofdm系统包含n
t
个发射端，nr个接收端，n
t
＝2，不同发射端对应的导频索引序列相互重叠，且为等间隔导频，系统导频开销为k
p
，传输带宽为b；单个导频符号能量均为1，每个发送端对应的导频值序列能量为k
p
；将导频观测值频域能量集中于导频索引处，值为k
p
；定义向量g为k
p
维向量，处值为k
p
，其他为0；对向量g做idft变换得到向量χ，向量χ为发射端1导频与发射端2导频的哈达玛积，从向量χ中分离发射端1导频与发射端2导频，得到非正交导频图案。
6.进一步的，当mimo-ofdm系统对应n
t
为大于2的偶数时，将mimo-ofdm系统化分为若干个上一段描述的mimo-ofdm系统，上一段描述的mimo-ofdm系统应用按照上述方法得到的非正交导频图案，上一段描述mimo-ofdm系统之间导频索引互不重叠，应用正交导频图案。
7.进一步的，上述方法应用非正交导频图案，时延估计范围为
8.本发明有益效果：本发明提供一组适用于水声信道条件的非正交导频图案，克服水下环境恶劣导致水声信道估计精度低的问题，以满足实际应用中对通信数据恢复性能的更高要求。本发明针对均匀导频的水下mimo-ofdm系统，利用非正交导频图案提高信道估计结果的精度。在相同的解码性能下，本发明能够节省水声mimo-ofdm系统的导频开销。
附图说明
9.图1为mimo-ofdm系统中正交导频结构示意图；
10.图2为mimo-ofdm系统中非正交导频结构示意图；
11.图3为mimo-ofdm系统正交导频与非正交导频性能对比图。
具体实施方式
12.下面结合说明书附图和具体实施例对本发明做进一步说明。
13.本发明以2发多收的mimo-ofdm系统为例，利用过采样因子为1时压缩感知字典矩阵的列正交性，以及感知矩阵相关性计算公式与dft公式的相似性，集中观测信号的频域能量于一点，使得感知矩阵的相关性在一定范围内达到最小值0，最后利用ifft快速计算得到2发多收mimo系统非正交导频值图案。对于多个发射端的mimo-ofdm系统，将2个发射端视作一组，每组内应用非正交导频图案，组间的导频索引序列相互正交，即不重叠。
14.本发明将非正交导频结构应用于水声mimo-ofdm系统，在mimo-ofdm系统发射端数量为2的条件下，提出基于压缩感知理论中感知矩阵相关性最小化的非正交导频图案，并将所提出的基于2发多收的mimo-ofdm系统非正交导频图案扩展至任意发射端的mimo-ofdm系统。a.mimo-ofdm系统与多径信道模型
15.本发明中采用mimo-ofdm系统，该系统包含n
t
个发射端，nr个接收端，系统发送cp-ofdm符号，每个ofdm符号采用等间隔导频。假设ofdm符号周期为t,传输带宽为b，循环前缀的长度为t
cp
，每个符号子载波数为k，第k个子载波对应的频率为第n个发射端发射的对应第k个子载波的数据为sn[k]。假设循环前缀的长度大于水声信道最大时延，则发射端时域信号表达式如下：
[0016][0017]
本发明中的信道模型为多径信道，第n个发射端与第m个接收端所对应的信道具有l条传输路径，且对应的路径增益与时延分别为和接收信号经多普勒估计与补偿和ofdm解调等操作后，得到频域上矩阵-向量形式的输入输出关系式：
[0018][0019]
其中分别代表接收信号的频域观测向量、信道频响、发送符号向量、加性噪声向量，代表长度为k的列向量，并且
[0020][0021]
其中fc为载波频率。
[0022]
b.mimo-ofdm系统中的非正交导频模型
[0023]
本发明中的非正交导频为不同发射端对应的导频索引序列相互重叠，且为等间隔导频，正交导频和非正交导频结构如图1和图2所示，可以看出，在系统导频开销相同的情况下，非正交导频系统用于单个发射端信道估计的导频数量要大于正交导频。本发明针对2发多收的mimo-ofdm非正交导频结构，令非正交导频的导频间隔为d
p
，系统导频开销为k
p
，感知矩阵过采样因子为λ，则压缩感知理论中感知矩阵表达为：
[0024][0025]
2发多收的mimo-ofdm系统下，感知矩阵定义为θ＝[ω1,ω2]，其中]，其中为第n个发射端对应的非正交导频序列。感知矩阵的互相干性定义为感知矩阵不同列原子相关性的最大值，因此其可以被表达为
[0026][0027]
κ
(
·
)
代表矩阵θ的列元素。
[0028]
由于感知矩阵中的字典矩阵在过采样因子为1的条件下具有列正交性，因此λ＝1时，上式可以表达为：
[0029][0030]
和γ
(
·
)
为矩阵ω1和ω2的列元素。
[0031]
由于单个导频符号能量均为1，因此单个发射端对应的导频值序列能量为k
p
。本发明依据帕斯瓦尔定理将导频观测值频域能量集中于导频索引处，值为k
p
，因此在时延估计范围为时，感知矩阵互相关性为0，达到最小。非正交导频图案获得方法如下：对向量g做idft变换，其中g为k
p
维向量，处值为k
p
，其他为0，由此得到向量χ，向量χ即为发射端1导频与发射端2导频的哈达玛积，从向量χ中分离发射端1导频与发射端2导频，得到非正交导频图案，对g进行idft变换，可用ifft操作代替idft，提高运算速度。根据图3的仿真结果，相同导频开销下非正交导频系统的性能明显优于正交导频系统，也就是说，在相同的误码率要求下，非正交导频系统的导频开销要小于正交导频系统。
[0032]
本发明提出的2发多收mimo-ofdm非正交导频图案设计方法可扩展至包含任意发射端的mimo-ofdm系统，具体方法如下：将包含多个发射端的mimo系统分为若干个2发多收的mimo子系统，每个子系统内应用非正交导频图案，子系统间应用正交导频图案，即每组子系统的导频索引互不重叠，从而实现在不增加mimo系统导频开销的情况下提升系统性能。