一种同步整流控制电路的制作方法

1.本实用新型涉及开关变换器领域，特别涉及有源钳位反激开关变换器的同步整流控制。


背景技术：

2.有源钳位反激(active clampflyback，acf)变换器作为反激变换器的一种，具有主开关管可实现零电压开通(zvs)、漏感可被无损吸收、主开关管的电压尖峰小、效率高等优势，应用越来越广泛。现有常规的有源钳位反激变换器的电路原理图如图1，图1中q1为主开关管(以下简称为主管)，q2为钳位开关管(以下简称为钳位管)，cc为钳位电容；ds1为主开关管q1的体二极管，ds2为钳位开关管q2的体二极管。以图1所示原理图、图2所示后沿非互补控制时序为例，其工作原理如下。
3.所谓后沿非互补控制时序，是指在主管开通之前的一小段时间之前(死区时间)，开通钳位管，且钳位管的导通时间与主管的导通时间并非互补。具体而言，将钳位管开通一小段时间t
on_c
(此处的一小段时间t
on_c
小于主管的关断时间)，待钳位管关断之后，经过一段死区时间td，再开通主管；而主管关断后，经过较长的时间t
delay
后再开通钳位管，周而复始。设开关周期为ts，主管开通的占空比为d，则有(1-d
·
ts)＝t
delay
t
on_c
td。当图1中的有源钳位反激变换器电路工作于连续模式(ccm)时，后沿非互补控制模式的时序控制和主要波形如图2，其中gtl为主管q1的驱动电压，gth为钳位管q2的驱动电压，vds1为主管q1的漏源电压，vds2为钳位管q2的漏源电压；vc为钳位电容cc两端的电压，其方向为图1所示原理图的上正下负；im为流经变压器激磁电感lm的电流(或称为激磁电流)，ids1为流过主管q1漏极的电流；ids2为流经钳位管q2漏极的电流，ids2也等于流经钳位电容cc的电流；ip为流经变压器原边绕组的电流，也是流经漏感lk的电流；id为流经副边整流二极管的电流，vd为副边整流二极管的反向电压。
4.在开关变换器中，为了降低整流管的损耗、提高变换器的效率，经常会使用同步整流技术。图3示出了副边使用同步整流的有源钳位反激变换器的原理图，图3中，sr1为副边同步整流n-mos管，此处省略了sr1内部的体二极管；vgs_sr为同步整流n-mos管sr1的驱动电压。图3的同步整流控制电路包括：同步整流控制芯片u1、电容c10、电阻rd和电阻rg；同步整流控制芯片u1包括供电引脚vcc、检测引脚vd、驱动信号引脚gate和自举引脚vs，供电引脚vcc用于为同步整流ic供电，检测引脚vd用于检测同步整流n-mos管sr1的漏源电压变化，驱动信号引脚gate用于输出驱动信号，自举引脚vs用于实现驱动信号引脚gate和自举引脚vs之间的电压自举；电容c10为同步整流控制芯片u1的去耦电容，电阻rg为同步整流n-mos管sr1的驱动电阻；同步整流控制电路的连接关系为：供电引脚vcc用于输入供电电压vcc，供电引脚vcc还连接电容c10的一端，电容c10的另一端连接副边地信号vo-，检测引脚vd连接电阻rd一端，电阻rd另一端连接同步整流n-mos管sr1的漏极，驱动信号引脚gate连接电阻rg一端，电阻rg另一端连接同步整流n-mos管sr1的栅极，自举引脚vs连接同步整流n-mos管sr1的源极。
5.通常，同步整流控制芯片u1控制模式为，检测同步整流n-mos管sr1的漏源电压vds_sr，当vds_sr小于开通阈值vds_on时，将同步整流驱动电压vgs_sr置为高电平，sr1开通；当vds_sr大于关断阈值vds_off时，将同步整流驱动电压vgs_sr置为低电平，sr1关断。但当电路工作于ccm模式时，如果原边主管q1导通时，副边整流管的电流ids_sr还没有降低到控制ic的关断阀值以下，就会出现原副边n-mos共通的情况；或者，原边主管q1导通时，其两端电压vds1下降、变压器原边绕组两端的电压和副边绕组两端的电压都升高，导致副边同整流n-mos管sr1的vds_sr也被迫上升，当vds_sr大于关断阈值vds_off时，将同步整流驱动电压vgs_sr置为低电平，sr1关断；可见，同步整流n-mos管关断信号的产生是靠变压器绕组两端的电压升高来实现的，然而，因变压器存在传输延时、同步整流控制芯片u1等其他电路也都存在信号传输延时，这种延时必然会导致同步整流n-mos管sr1的关断存在滞后，从而导致原副边n-mos出现同时导通(即共通)的情况，如图4所示；而一旦原副边n-mos管出现共通，就会导致原副边n-mos管的电流或电压急剧增加而失效。
6.需要说明的是，公开于该背景技术部分的信息仅仅旨在加深对本实用新型的总体背景技术的理解，而不应当被视为承认或以任何形式暗示该信息构成已为本领域技术人员所公知的现有技术。


技术实现要素：

7.有鉴如此，本实用新型要解决的技术问题是，提供一种同步整流控制电路，在原边主管开通之前，能提前关断同步整流驱动。
8.为解决上述问题，本实用新型的技术方案如下：
9.一种同步整流控制电路，应用于有源钳位反激变换器，所述的同步整流控制电路至少包括同步整流控制芯片u1；其特征在于：
10.所述的同步整流控制电路还包括开关管q3和隔离变压器t2，所述的同步整流控制芯片u1包括使能信号引脚syn；所述的开关管q3的控制端用于输入与有源钳位反激变换器中钳位管驱动信号同步的控制信号，所述的开关管q3的一端接原边地gnd，所述的开关管q3的另一端接所述的隔离变压器t2的原边异名端，所述的隔离变压器t2的原边同名端用于输入工作电压vdd，所述的隔离变压器t2的副边同名端用于接副边地信号vo-，所述的隔离变压器t2的副边异名端接所述的使能信号引脚syn。
11.优选地，所应用的有源钳位反激变换器采用后沿非互补控制时序，且工作于ccm模式。
12.优选地，所述的开关管q3为n-mos管，所述的n-mos管的栅极为所述的开关管q3的控制端，所述的n-mos管的源极为所述的开关管q3的一端，所述的n-mos管的漏极为所述的开关管q3的另一端。
13.优选地，所述的开关管q3为三极管，所述的三极管的基极为所述的开关管q3的控制端，所述的三极管的发射极为所述的开关管q3的一端，所述的三极管的集电极为所述的开关管q3的另一端。
14.进一步地，所述的同步整流控制电路还包括电容c1，所述的电容c1跨接在隔离变压器t2的副边绕组两端。
15.进一步地，所述的同步整流控制电路还包括电阻r1，所述的电阻r1跨接在隔离变
压器t2的副边绕组两端。
16.进一步地，所述的同步整流控制电路还包括二极管d1和二极管d2，所述的二极管d1和所述的二极管d2反向并联后跨接在隔离变压器t2的副边绕组两端。
17.本实用新型的发明构思是利用原边钳位管q2的驱动触发信号使能关断副边的同步整流n-mos管sr1，具体地，同步整流控制电路主要包括：同步信号触发电路，隔离变压器t2，带使能控制的同步整流控制芯片u1；所述的同步信号触发电路将钳位管q2的驱动上升沿信号转化为隔离变压器t2原边同名端比原边异名端高的正向脉冲励磁信号，正向脉冲励磁信号通过隔离变压器耦合到副边，耦合过来的信号也是同名端比异名端高，由于隔离变压器t2副边的同名端接地，隔离变压器t2副边异名端接收到的负向脉冲励磁信号syn使能同步整流控制芯片u1，关断同步整流驱动n-mos管sr1，从而避免原副边的同时导通(即共通)的情况。
18.本实用新型利用开关管和隔离变压器组成脉冲信号控制电路，确保有源钳位反激变换器，原边主管开通之前，提前关断同步整流驱动，相较于现有技术，本实用新型具有如下有益效果：
19.(1)不会引起有源钳位反激变换器原副边n-mos关断的共通，应用本实用新型同步整流控制电路的有源钳位反激变换器工作稳定，可靠性高；
20.(2)电路简单、成本低廉。
附图说明
21.图1钳位开关管为n-mos的有源钳位反激变换器原理图；
22.图2后沿非互补控制模式的有源钳位反激变换器时序图；
23.图3副边使用同步整流的有源钳位反激变换器的原理图；
24.图4有源钳位反激变换器在ccm模式下原副边共通时序图；
25.图5为本实用新型第一实施例的原理图；
26.图6本实用新型第一实施例的的控制时序图；
27.图7为本实用新型第二实施例的原理图；
28.图8为本实用新型第三实施例的原理图。
具体实施方式
29.为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。
30.第一实施例
31.如图5所示，为本实用新型第一实施例的电路原理图，与图3不同之处在于，还包括：n-mos管q3和隔离变压器t2，此外，同步整流控制芯片u1还包括使能信号引脚syn；n-mos管q3的栅极输入的驱动信号与钳位管q2栅极输入的驱动信号同为gth，n-mos管q3的源极接原边地gnd，n-mos管的漏极接隔离变压器t2的原边异名端，隔离变压器t2的原边同名端输入工作电压vdd，隔离变压器t2的副边同名端接副边地信号vo-，隔离变压器t2的副边异名端接同步整流芯片u1的使能信号引脚syn。
32.图6示出了第一实施例的原副边时序图，当钳位管q2的驱动信号gth为高电平时，n-mos管q3开通，隔离变压器t2感应出原边同名端比原边异名端高的正向脉冲励磁信号，正向脉冲励磁信号通过隔离变压器耦合到副边，耦合过来的信号也是同名端比异名端高，由于隔离变压器副边的同名端接地，隔离变压器副边异名端接收到的负向脉冲励磁信号syn使能同步整流控制芯片u1，关断同步整流驱动n-mos管sr1，从而避免原副边的同时导通(即共通)的情况，该使能控制电路的电路简单、成本低廉，不会引起原副边n-mos关断的共通，工作稳定，可靠性高。
33.第二实施例
34.如图7所示，为本实用新型第二实施例的电路原理图，与本实用新型第一实施例相比，第二实施例的区别之处在于，还包括电容c1和电阻r1，电容c1和r1并联后跨接在隔离变压器t2的副边绕组两端。
35.增加电容c1和电阻r1后，副边励磁电压信号syn的高频干扰信号会被电容c1旁路，从而提高电路的抗干扰能力，副边励磁电压信号syn的幅值可以通过电阻r1进行调节，从而可以灵活的控制使能信号syn的大小。
36.与本实用新型第一实施例相比，第二实施例的基本工作原理并无本质不同，在此不再赘述。
37.第三实施例
38.如图8所示，为本实用新型第三实施例的电路原理图，与本实用新型第二实施例相比，第二实施例的区别之处在于，还包括二极管d1和二极管d2，二极管d1和二极管d2反向并联后跨接在隔离变压器t2的副边绕组两端。
39.增加二极管d1和二极管d2，隔离驱动变压器t2的副边绕组两端电压都会被二极管钳位，以确保副边励磁电压信号syn的幅值不至于过大或过小而损坏同步整流控制芯片u1，增加了电路的可靠性。
40.与本实用新型第二实施例相比，第三实施例的基本工作原理并无本质不同，在此不再赘述。
41.以上仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本实用新型的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，例如，将上述实施例中的n-mos管更改为npn三极管，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围，这里不再用实施例赘述，本实用新型的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。