一种无刷双馈电机直流发电系统转矩脉动抑制装置及方法与流程

1.本发明属于无刷双馈电机控制技术领域，更具体地，涉及一种无刷双馈电机直流发电系统转矩脉动抑制装置及方法。


背景技术：

2.无刷双馈电机是一种新型交流感应电机，包含两套极对数不同的定子绕组和一个用以耦合定子侧不同极对数旋转磁场的特殊设计转子。这两套定子绕组根据传递能量大小分别称为功率绕组(power winding，以下简称pw)和控制绕组(control winding，以下简称cw)。与传统的有刷双馈感应发电机相比，无刷双馈电机取消了电刷和滑环，并且凭借其高可靠性等特点在船舶轴带发电、风力发电、水力发电等领域具有显著的应用优势。
3.相较于传统交流电网，直流电网具有无无功潮流、损耗低、并联过程简单等优势。目前风能、太阳能等分布式可再生能源发电并入直流微电网已经在国内外有很多成功的范例并已经成为研究的热点。但是无刷双馈电机直流发电系统pw与三相不控整流桥相连，因此，pw中将产生显著的-5次和7次谐波，pw存在的谐波一般情况下会引起一定程度的转矩脉动，使电磁转矩中含有六次和十二次谐波，长期运行会导致电机寿命下降，因此必须对转矩脉动加以抑制。


技术实现要素：

4.针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种无刷双馈电机直流发电系统转矩脉动抑制装置及方法，旨在解决现有的由于功率绕组所接三相不控整流桥所引起的电机振动和噪声较大，大大缩减电机转轴寿命的问题。
5.为实现上述目的，一方面，本发明提供了一种无刷双馈电机直流发电系统转矩脉动抑制装置，包括：msc控制系统和功率绕组谐波电流控制系统；
6.msc控制系统连接在无刷双馈电机的控制绕组侧，用于稳定无刷双馈电机直流发电系统的直流母线电压；且采用控制绕组谐波电流参考值补偿的方式控制功率绕组的谐波电流；
7.功率绕组谐波电流控制系统连接在无刷双馈电机的功率绕组侧，用于提供控制绕组谐波电流参考值；
8.其中，所述无刷双馈电机直流发电系统的功率绕组与三相不控整流桥相连；控制绕组谐波电流参考值包括控制绕组-5次谐波电流参考值和控制绕组7次谐波电流参考值。
9.优选地，功率绕组谐波电流控制系统包括：pw电流分离模块、pw电压分离模块、pw谐波电流参考值计算模块、cw谐波电流参考值计算模块；
10.pw电压分离模块用于对功率绕组静止abc坐标系三相电压u
pa
、u
pb
、u
pc
顺次进行坐标变换、加法运算、广义积分、正序运算或负序运算和坐标变换，获取功率绕组侧的正序基频旋转坐标系、-5次旋转dq坐标和7次旋转dq坐标下的实际电压分量和
11.pw电流提取模块用于对功率绕组静止abc坐标系三相电流i
pa
、i
pb
、i
pc
顺次进行坐
标变换、加法运算、广义积分、正序运算或负序运算和坐标变换，获取功率绕组侧的正序基频旋转坐标系、-5次旋转dq坐标和7次旋转dq坐标下的实际电流分量和
12.pw谐波电流参考值计算模块连接pw电流分离模块和pw电压分离模块，用于根据和计算补偿转矩六次和十二次谐波的pw谐波电流参考值
13.cw谐波电流参考值计算模块的输入端连接pw谐波电流参考值计算模块，用于将均顺次进行pi运算后进行坐标变换，获取正序基频旋转坐标系下的控制绕组-5、7次谐波电流参考值5、7次谐波电流参考值
14.优选地，正序基频旋转坐标系下的pw的-5、7次谐波电流参考值为：
[0015][0016][0017]
其中，和分别为功率绕组-5次旋转坐标系下的d轴-5次谐波参考电流分量和功率绕组-5次旋转坐标系下的q轴-5次谐波参考电流分量；和分别为功率绕组7次旋转坐标系下的d轴7次谐波参考电流分量和功率绕组7次旋转坐标系下的q轴7次谐波参考电流分量；和分别为功率绕组正序基频旋转坐标系下的d轴和q轴实际基波电压分量；和分别为功率绕组-5次旋转坐标系下的d轴和q轴实际-5次谐波电压分量；和分别为功率绕组7次旋转坐标系下的d轴和q轴实际7次谐波电压分量；和分别为功率绕组正序基频旋转坐标系下的d轴和q轴实际基波电流分量；和分别为功率绕组-5次旋转坐标系下的d轴和q轴实际-5次谐波电流分量；和分别为功率绕组7次旋转坐标系下的d轴和q轴实际7次谐波电流分量。
[0018]
优选地，cw谐波电流参考值计算模块，包括第十三加法器、第十四加法器、第十五加法器、第十六加法器、第三pi控制器、第四pi控制器、第五pi控制器、第六pi控制器、第十二坐标变换器和第十三坐标变换器；
[0019]
第十三加法器的输出端与第三pi控制器的输入端连接；第十四加法器的输出端与第四pi控制器的输入端连接；第三pi控制器和第四pi控制器的输出端与第十二坐标变换器的输入端连接；第十五加法器的输出端与第五pi控制器的输入端连接；第十六加法器的输出端与第六pi控制器的输入端连接；第五pi控制器和第六pi控制器的输出端与第十三坐标变换器的输入端连接；
[0020]
第十三加法器、第十四加法器、第十五加法器和第十六加法器分别用于进行和运算；
[0021]
第三pi控制器、第四pi控制器、第五pi控制器和第六pi控制器分别用于对和进行比例积分运算；
[0022]
第十二坐标变换模块用于获取正序基频旋转坐标下的控制绕组-5次谐波电流参考值的d轴分量和正序基频旋转坐标下的cw的-5次谐波电流参考值的q轴分量
[0023]
第十三坐标变换模块用于获取正序基频旋转坐标下的控制绕组7次谐波电流参考值的d轴分量和正序基频旋转坐标下的控制绕组7次谐波电流参考值的q轴分量
[0024]
优选地，msc控制系统包括直流母线电压控制模块、cw总电流计算模块、cw电流控制模块、第一坐标变换模块、第一svpwm发生器、第二坐标变换模块和cw变换角计算模块；
[0025]
直流母线电压控制模块的输出端连接cw总电流计算模块，用于根据直流母线电压参考值和直流母线电压反馈值u
dc
，获取cw的d轴基波电流参考值
[0026]
cw总电流计算模块的输出端与cw电流控制模块的输入端连接，用于将直流母线电压控制模块生成的cw的d轴基波电流参考值与cw谐波电流参考值计算模块生成的控制绕组-5次和7次谐波电流参考值相加生成cw总电流参考值；
[0027]
cw电流控制模块的输出端连接第一坐标变换模块；用于将cw总电流计算模块得到的控制绕组总电流参考值与第二坐标变换模块得到的控制绕组电流实际值进行和运算，将得到的差值进行比例积分谐振运算，得到cwdq坐标系电压参考值和
[0028]
第一坐标变换模块的输出端与第一svpwm发生器相连；用于将cwdq坐标系电压参考值和变换为两相静止坐标系下cw的α轴分量参考值和β轴分量参考值
[0029]
第二坐标变换模块的输出端连接cw电流控制模块，用于将abc坐标系下cw的a相电流i
ca
、b相电流i
cb
和c相电流i
cc
变换为dq坐标系下cw电流的d轴分量i
cd
和q轴分量i
cq
；
[0030]
cw变换角计算模块用于根据测得的转子绕组角频率和给定的pw角频率以获取变换参考角度；
[0031]
第一svpwm发生器用于基于两相静止坐标系下cw的α轴分量参考值和β轴分量参考值产生msc需要的pwm信号，进而稳定无刷双馈电机直流发电系统的直流母线电压。
[0032]
另一方面，本发明提供了一种无刷双馈电机直流发电系统转矩脉动抑制方法，包括以下步骤：
[0033]
在稳定的直流母线电压的条件下，采用控制绕组谐波电流参考值补偿方式控制功率绕组的谐波电流；
[0034]
其中，所述无刷双馈电机直流发电系统的功率绕组与三相不控整流桥相连；控制绕组谐波电流参考值包括控制绕组-5次谐波电流参考值和控制绕组7次谐波电流参考值。
[0035]
优选地，获取cw谐波电流参考值的方法，包括以下步骤：p对功率绕组静止abc坐标系三相电压u
pa
、u
pb
、u
pc
顺次进行坐标变换、加法运算、广义积分、正序运算或负序运算和坐标变换，获取功率绕组侧的正序基频旋转坐标系、5次旋转dq坐标和7次旋转dq坐标下的实际电压分量际电压分量和
[0036]
对功率绕组静止abc坐标系三相电流i
pa
、i
pb
、i
pc
顺次进行坐标变换、加法运算、广义积分、正序运算或负序运算和坐标变换，获取功率绕组侧的正序基频旋转坐标系、-5次旋转dq坐标和7次旋转dq坐标下的实际电流分量转dq坐标和7次旋转dq坐标下的实际电流分量和
[0037]
根据和计算补偿转矩六次和十二次谐波的pw谐波电流参考值
[0038]
将均顺次进行pi运算后进行坐标变换，获取正序基频旋转坐标系下的cw的-5、7次谐波电流参考值5、7次谐波电流参考值
[0039]
优选地，正序基频旋转坐标系下的pw的-5、7次谐波电流参考值为：
[0040][0041][0042]
其中，和分别为功率绕组-5次旋转坐标系下的d轴-5次谐波参考电流分量和功率绕组-5次旋转坐标系下的q轴-5次谐波参考电流分量；和分别为功率绕组7次旋转坐标系下的d轴7次谐波参考电流分量和功率绕组7次旋转坐标系下的q轴7次谐波参考电流分量；和分别为功率绕组正序基频旋转坐标系下的d轴和q轴实际基波电
压分量；和分别为功率绕组-5次旋转坐标系下的d轴和q轴实际-5次谐波电压分量；和分别为功率绕组7次旋转坐标系下的d轴和q轴实际7次谐波电压分量；和分别为功率绕组正序基频旋转坐标系下的d轴和q轴实际基波电流分量；和分别为功率绕组-5次旋转坐标系下的d轴和q轴实际-5次谐波电流分量；和分别为功率绕组7次旋转坐标系下的d轴和q轴实际7次谐波电流分量。
[0043]
优选地，稳定的直流母线电压的获取方法，包括以下步骤：
[0044]
根据直流母线电压参考值和直流母线电压反馈值u
dc
，获取cw的d轴基波电流参考值
[0045]
将cw的d轴基波电流参考值与控制绕组-5次和7次谐波电流参考值相加生成控制绕组总电流参考值；
[0046]
将abc坐标系下控制绕组的a相电流i
ca
、b相电流i
cb
和c相电流i
cc
变换为dq坐标系下控制绕组电流实际值i
cd
和i
cq
；
[0047]
将控制绕组总电流参考值与控制绕组电流实际值进行和运算，将得到的差值进行比例积分谐振运算，得到控制绕组dq坐标系电压参考值和
[0048]
将cw在dq坐标系下电压参考值和变换为两相静止坐标系下cw的α轴分量参考值和β轴分量参考值
[0049]
基于两相静止坐标系下cw的α轴分量参考值和β轴分量参考值产生msc需要的pwm信号，进而稳定无刷双馈电机直流发电系统的直流母线电压。
[0050]
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：
[0051]
本发明提供的无刷双馈电机直流发电转矩脉动抑制方法，目的在于不增加额外滤波装置，通过控制方法使得转矩脉动尽可能减小，延长无刷双馈电机的使用寿命，以实现无刷双馈电机在单变流器直流发电工况下正常运行。更为具体地，本发明利用msc控制系统，采用控制绕组谐波电流参考值(cw的-5次和7次电流谐波分量)补偿控制绕组基波电流参考值，进而控制功率绕组的谐波电流；使得无刷双馈电机的转矩脉动减小，从而提高设备寿命。
附图说明
[0052]
图1是本发明实施例提供的无刷双馈电机直流发电系统转矩脉动抑制方法示意图；
[0053]
图2是本发明实施例提供的直流母线电压控制模块的结构示意图；
[0054]
图3是本发明实施例提供的cw总电流计算模块的结构示意图；
[0055]
图4是本发明实施例提供的cw电流控制模块的结构示意图；
[0056]
图5是本发明实施例提供的pw电压分离及锁相环模块的结构示意图；
[0057]
图6是本发明实施例提供的pw电流分离模块的结构示意图；
[0058]
图7是本发明实施例提供的cw谐波电流参考值计算模块的结构示意图；
[0059]
图8是本发明实施例提供的pw谐波电流参考值计算模块的结构示意图。
具体实施方式
[0060]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0061]
以下对本发明中有关概念加以解释：
[0062]
abc坐标系：对应于交流电机的三相对称的静止绕组，具有相交于原点的a轴、b轴和c轴三个坐标轴，三个坐标轴在空间静止且互差120度对称分布，按顺时针方向，依次为a轴、b轴和c轴；
[0063]
两相静止坐标系：对应于交流电机虚拟的两相正交的静止绕组，具有相交于原点的α轴和β轴两个坐标轴，两个坐标轴在空间静止且互差90度，按逆时针方向，依次为α轴和β轴；
[0064]
正序基频dq旋转坐标系：具有相交于原点的d轴和q轴两个坐标轴，两个坐标轴互差90度(按逆时针方向，依次为d轴和q轴)，以角速度ω
p
逆时针旋转；其中ω
p
为pw电压基波分量的旋转角速度；
[0065]
负五次旋转dq坐标系：具有相交于原点的d轴和q轴两个坐标轴，两个坐标轴互差90度(按逆时针方向，依次为d轴和q轴)，以角速度-5ω
p
顺时针旋转；
[0066]
七次旋转dq坐标系：具有相交于原点的d轴和q轴两个坐标轴，两个坐标轴互差90度(按逆时针方向，依次为d轴和q轴)，以角速度7ω
p
逆时针旋转；
[0067]
本发明中α轴和a轴重合；
[0068]
本发明中如果不在右上角标明电气量所在的dq坐标系，则默认为正序基频旋转坐标系：dq坐标系；
[0069]
电气量右下角的p代表功率绕组侧，dq和αβ分别表示两相旋转坐标系和两相静止坐标系，数字代表谐波次数；右上角的数字代表旋转坐标系的次数，“*”代表参考值，变量上方的“～”代表该变量的共轭；
[0070]
基波分量：基波分量指分量频率与额定频率相同的分量；
[0071]
谐波分量：谐波分量指分量频率为额定频率整数倍的分量；
[0072]
pi控制器：为电机控制中常用概念，本发明中pi控制器的形式均为其中，k
p
为比例增益，ki为积分增益，s为拉普拉斯算子，它对控制目标的参考值与反馈值之间的偏差依次进行pi控制器所给出的比例运算和积分运算，然后将比例运算和积分运算的结果相加构成控制量，对被控对象进行控制；k
p
及ki的调试方法为：
[0073]
先将ki设为0，然后逐渐增大k
p
直到控制目标出现超调为止，k
p
不再变化；然后再逐渐增大ki，直到控制目标的调节时间达到用户的需求为止。
[0074]
pir控制器：本发明中第一pir控制器、第二pir控制器的形式均为其中，k
p
为比例增益，ki为积分增益，kr为谐振增益，ωc为截止频率(一般取5-20rad/s)，ωn为谐振频率(一般根据谐波信号的频率设定)，s为拉普拉斯算子，它对控制目标的参考值与反馈值之间的偏差依次进行pir控制器所给出的比例运算，积分运算以及谐振运算；然后将比例运算，积分运算和谐振运算的结果相加构成控制量，对被控对象进行控制；k
p
，ki以及kr的调试方法为：
[0075]
1.首先将kr设置为0，按照pi控制器的调试方法调试k
p
和ki参数：先将ki设为0，然后逐渐增大k
p
直到控制目标出现超调为止，k
p
不再变化；然后再逐渐增大ki，直到控制目标的调节时间达到用户的需求为止；
[0076]
2.保证k
p
和ki参数不变，加入谐振调试信号，改变kr参数：先将ki设为0，然后逐渐增大kr直到谐振信号追踪效果达到用户的需求为止；
[0077]
svpwm发生器：本发明中第一svpwm发生器属于此列。以三相对称正弦波电压供电时三相对称电动机定子理想磁链圆为参考标准，以三相逆变器不同开关模式作适当的切换，从而形成pwm波，以所形成的实际磁链矢量来追踪其准确磁链圆。
[0078]
本发明涉及到的物理含义如下表：
[0079]
[0080]
[0081]
[0082][0083]
实施例
[0084]
如图1所示，一种无刷双馈电机直流发电系统转矩脉动抑制方法控制框图，包括以下步骤：
[0085]
采用msc(control winding side converter，电机侧变流器)控制系统稳定直流母线电压；同时采用cw谐波电流参考值补偿方式控制功率绕组的谐波电流；其中，无刷双馈电机pw连接三相不控整流桥，导致pw电压和电流中产生显著的-5次和7次谐波；cw谐波电流参考值包括cw的-5次谐波电流参考值和cw的7次谐波电流参考值；
[0086]
具体地，msc控制系统包括直流母线电压控制模块、cw总电流计算模块、cw电流控制模块、第一坐标变换模块、第一svpwm发生器、第二坐标变换模块和cw变换角计算模块；
[0087]
功率绕组谐波电流控制系统包括：pw电流分离模块、pw电压分离模块、pw谐波电流参考值计算模块、cw谐波电流参考值计算模块；
[0088]
pw电压分离模块用于对功率绕组静止abc坐标系三相电压u
pa
、u
pb
、u
pc
顺次进行坐标变换、加法运算、广义积分、正序运算或负序运算和坐标变换，获取功率绕组侧的正序基频旋转坐标系、-5次旋转dq坐标和7次旋转dq坐标下的实际电压分量和
[0089]
pw电流提取模块用于对功率绕组静止abc坐标系三相电流i
pa
、i
pb
、i
pc
顺次进行坐标变换、加法运算、广义积分、正序运算或负序运算和坐标变换，获取功率绕组侧的正序基频旋转坐标系、-5次旋转dq坐标和7次旋转dq坐标下的实际电流分量和
[0090]
pw谐波电流参考值计算模块连接pw电流分离模块和pw电压分离模块，用于根据和计算补偿转矩六次和十二次谐波的pw谐波电流参考值
[0091]
cw谐波电流参考值计算模块的输入端连接pw谐波电流参考值计算模块，用于将均顺次进行pi运算后进行坐标变换，获取正序基频旋转坐标系下的cw的-5、7次谐波电流参考值5、7次谐波电流参考值
[0092]
直流母线电压控制模块的输出端连接cw总电流计算模块，用于根据直流母线电压参考值和直流母线电压反馈值u
dc
，获取cw的d轴基波电流参考值
[0093]
cw总电流计算模块用于将直流母线电压控制模块生成的cw基波电流参考值与cw
谐波电流参考值计算模块生成的cw的-5次和7次谐波电流参考值相加生成cw总电流参考值；
[0094]
cw电流控制模块的输出端连接第一坐标变换模块；用于将cw总电流计算模块得到的控制绕组电流参考值与第二坐标变换模块得到的控制绕组电流实际值进行和运算，将得到的差值进行比例积分谐振运算，得到cw dq坐标系电压参考值和
[0095]
第一坐标变换模块的输出端与第一svpwm发生器相连；用于将cwdq坐标系电压参考值和变换为两相静止坐标系下cw的α轴分量参考值和β轴分量参考值具体的变换公式为：
[0096][0097]
第二坐标变换模块的输出端连接cw电流控制模块，用于将abc坐标系下cw的a相电流i
ca
、b相电流i
cb
和c相电流i
cc
变换为dq坐标系下cw电流的d轴分量i
cd
和q轴分量i
cq
；变换公式具体如下：
[0098][0099]
其中，变换参考角度θc由pw电压提取模块输出的pw电压基波分量相位计算而得，计算公式为ωc＝(p
p
pc)ω
r-ω
p
；对ωc进行积分运算获取θc；
[0100]
其中，ωr为转子绕组的角频率；ω
p
为功率绕组的角频率；p
p
和pc分别为功率绕组极对数和控制绕组极对数；ωc为控制绕组的角频率。
[0101]
具体地，如图2所示，直流母线电压控制模块包括第一加法器和第一pi控制器；第一加法器用于将直流母线电压参考值与直流母线电压反馈值u
dc
作差；第一pi控制器用于对进行比例积分运算，输出cw的d轴基波电流参考值
[0102]
具体地，如图3所示，cw总电流计算模块,包括第二加法器和第三加法器，第二加法器用于将和进行运算，得到cw的d轴总电流参考值第三加法器用于将和进行运算，得到cw的q轴总电流参考值
[0103]
具体地，如图4所示，cw电流控制模块，包括第四加法器、第五加法器、第一pir控制器和第二pir控制器；第四加法器用于将cw的d轴电流参考值与实际电流值i
cd
相减第五加法器用于将cw的q轴电流参考值与实际电流值i
cq
相减获得的差值分别通过第一pir控制器和第二pir控制器进行比例积分谐振运算，得到cw的dq坐标系电压参考值和送入第一坐标变换模块；
[0104]
具体地，如图5所示，pw电压分离模块，包括第三坐标变换器、第六加法器、第七加法器、第八加法器、第一二阶广义积分器、第二二阶广义积分器、第三二阶广义积分器、第一正序运算器、第一负序运算器、第二正序运算器、第四坐标变换器、第五坐标变换器、第六坐标变换器、第七坐标变换器、第一幅值运算器、第一除法器、第二pi控制器、第九加法器和第一积分器；
[0105]
功率绕组静止abc坐标系三相电压u
pa
、u
pb
、u
pc
通过第三坐标变换器变为两相静止αβ坐标系电压u
pα
和u
pβ
；静止坐标系下功率绕组的实际电压经过第六加法器、第七加法器和第八加法器进行减法运算u
pαβ-u
pαβ5f-u
pαβ7f
、u
pαβ-u
pαβ1f-u
pαβ7f
和u
pαβ-u
pαβ5f-u
pαβ1f
(其中，u
pαβ1f
为αβ坐标系下的功率绕组电压
±
1次分量；u
pαβ5f
为αβ坐标系下的功率绕组电压
±
5次谐波分量；u
pαβ7f
为αβ坐标系下的功率绕组电压
±
7次谐波分量)，将得到的差值送入第一二阶广义积分器、第二二阶广义积分器和第三二阶广义积分器进行90度相移，其传递函数为：
[0106][0107][0108]
其中，uf(s)为输入信号经过滤波之后的值；u(s)为输入信号；k为阻尼系数；为谐振频率；s为拉氏变换符号，其值为jω；quf(s)为uf(s)滞后90度的值；
[0109]
得到u
pαβ1f
、qu
pαβ1f
、u
pαβ5f
、qu
pαβ5f
、u
pαβ7f
和qu
pαβ7f
，将u
pαβ1f
和qu
pαβ1f
送入第一正序计算器计算得到u
pαβ1
；将u
pαβ5f
和qu
pαβ5f
送入第一负序运算器得到u
pαβ5
；u
pαβ7f
和qu
pαβ7f
送入第二正序运算器的得到u
pαβ7
。其运算规则如下所示：
[0110][0111][0112]
其中，为α轴的电压正序分量；为β轴的电压正序分量；为α轴的电压负序分量；为β轴的电压负序分量；q为90度相移；
[0113]
得到的u
pαβ1
、u
pαβ-1
、u
pαβ5
、u
pαβ7
均为两相静止αβ坐标系中的量，因此通过坐标变换将其变换到对应的各次dq旋转坐标系。将u
pαβ1
通过第五坐标变换器变换到正序基频旋转坐标系，变换为将u
pαβ5
通过六坐标变换器变换到-5次旋转坐标系，变换为将u
pαβ7
通过七坐标变换器变换到7次旋转坐标系，变换为
[0114]
为了得到功率绕组变换角，还必须增加锁相环模块。本发明中锁相环为改进型锁相环技术，将得到的u
pαβ1
通过第四坐标运算器进行坐标变换，变换角θ
p
即为所求值，同时作为反馈值，为了防止电压幅值对锁相环的影响，特意设置了第一除法器，使得进入第二pi控制器的量与幅值无关，通过此环节可以实现对电压的跟踪，从而求得功率绕组坐标变换角
θ
p
。
[0115]
具体地，如图6所示，pw电流分离模块，包括第八坐标变换器、第十加法器、第十一加法器、第十二加法器、第四二阶广义积分器、第五二阶广义积分器、第六二阶广义积分器、第三正序运算器、第四正序运算器、第二负序运算器、第九坐标变换器、第十坐标变换器、第十一坐标变换器；
[0116]
功率绕组静止abc坐标系三相电流i
pa
、i
pb
、i
pc
通过第九坐标变换器变为两相静止αβ坐标系电流i
pα
和i
pβ
，此电压经过第十加法器、第十一加法器、第十二加法器进行减法运算i
pαβ-i
pαβ5f-i
pαβ7f
、i
pαβ-i
pαβ1f-i
pαβ7f
、i
pαβ-i
pαβ5f-i
pαβ1f
(其中，i
pαβ1f
为αβ坐标系下的功率绕组电流
±
1次分量；i
pαβ5f
为αβ坐标系下的功率绕组电流
±
5次分量；i
pαβ7f
为αβ坐标系下的功率绕组电流
±
7次分量)，将得到的差值送入第四二阶广义积分器、第五二阶广义积分器、第六二阶广义积分器、进行90度相移，其传递函数为：
[0117][0118][0119]
其中，if(s)为输入信号经过滤波之后的值；i(s)为输入信号；d(s)为传递函数；q(s)为传递函数；qif(s)为与if(s)相差90度的值；
[0120]
得到i
pαβ1f
、qi
pαβ1f
、i
pαβ5f
、qi
pαβ5f
、i
pαβ7f
、qi
pαβ7f
，将i
pαβ1f
和qi
pαβ1f
送入第三正序计算器计算得到i
pαβ1
；将i
pαβ5f
和qi
pαβ5f
送入第二负序运算器得到i
pαβ-5
；i
pαβ7f
和qi
pαβ7f
送入第四正序运算器的得到i
pαβ7
；其运算规则如下所示：
[0121][0122][0123]
其中，为α轴的电流正序分量；为β轴的电流正序分量；为α轴的电流负序分量；为β轴的电流负序分量；q为90度相移；
[0124]
得到的i
pαβ1
、i
pαβ-5
、i
pαβ7
均为两相静止αβ坐标系中的量，因此通过坐标变换将其变换到对应的各次dq旋转坐标系；将i
pαβ1
通过第九坐标变换器变换到正序基频旋转坐标系，变换为将i
pαβ-5
通过十坐标变换器变换到-5次旋转坐标系，变换为将i
pαβ7
通过十一坐标变换器变换到7次旋转坐标系，变换为
[0125]
具体的，如图7所示，cw谐波电流参考值计算模块，包括第十三加法器、第十四加法器、第十五加法器、第十六加法器、第三pi控制器、第四pi控制器、第五pi控制器、第六pi控制器、第十二坐标变换器和第十三坐标变换器；
[0126]
第十三加法器、第十四加法器、第十五加法器和第十六加法器分别用于进行
和运算；第三pi控制器、第四pi控制器、第五pi控制器和第六pi控制器分别用于对和进行比例积分运算；第十二坐标变换模块用于获取正序基频旋转坐标下的cw的-5次谐波电流参考值的d轴分量和正序基频旋转坐标下的cw的-5次谐波电流参考值的q轴分量第十三坐标变换模块用于获取正序基频旋转坐标下的cw的7次谐波电流参考值的d轴分量和正序基频旋转坐标下的cw的7次谐波电流参考值的q轴分量坐标变换的依据为：
[0127][0128][0129][0130][0131]
其中，为电气量的-5次谐波分量在正序基频旋转坐标系下的值；为电气量的-5次谐波在-5次旋转坐标系下的值；为电气量的7次谐波在正序基频旋转坐标系下的值；为电气量的7次谐波分量在7次旋转坐标系下的值；
[0132]
如图8所示，pw谐波电流参考值计算模块，获取补偿转矩六次和十二次谐波的pw谐波电流参考值的计算原理如下：
[0133]
忽略转子电阻，将cw磁链和电流用pw磁链和电流表示，如下：
[0134][0135][0136][0137]
ψc＝lcic l
cr
ir[0138][0139]
因此控制绕组电磁转矩部分可以表示为
[0140]
令得
[0141][0142]
由于所以
[0143][0144]
转矩六次谐波可以表示为
[0145][0146]
由-5次和7次谐波组成的转矩十二次谐波可以表示为
[0147][0148]
[0149][0150]
其中，p
p
为功率绕组极对数；pc为控制绕组极对数；为pw正序基频磁链矢量在正序基频旋转坐标系下的共轭；为pw的-5次谐波磁链矢量在-5次旋转坐标系下的共轭；为pw的7次谐波磁链矢量在7次旋转坐标系下的共轭；为pw正序基频电流矢量在正序基频旋转坐标系下的值；为pw的-5次谐波电流矢量在-5次旋转坐标系下的值；为pw的7次谐波电流矢量在7次旋转坐标系下的值；为pw正序基频电压矢量在正序基频旋转坐标系下的共轭；为pw的-5次谐波电压矢量在-5次旋转坐标系下的共轭；为pw的7次谐波电压矢量在7次旋转坐标系下的共轭；e为cos(6ω
p
t)，f为sin(6ω
p
t)；x为cos(12ω
p
t)，y为sin(12ω
p
t)；
[0151]
要想实现转矩脉动抑制需要满足
[0152][0153][0154][0155][0156]
令
[0157][0158][0159]
因此
[0160]
[0161][0162]
综上所述，本发明与现有技术相比，存在以下优势：
[0163]
本发明提供的无刷双馈电机直流发电转矩脉动抑制方法，目的在于不增加额外滤波装置，通过控制方法使得转矩脉动尽可能减小，延长无刷双馈电机的使用寿命，以实现无刷双馈电机在单变流器直流发电工况下正常运行。更为具体地，本发明利用msc控制系统，采用控制绕组谐波电流参考值(cw的-5次和7次电流谐波分量)补偿控制绕组基波电流参考值，进而控制功率绕组的谐波电流；使得无刷双馈电机的转矩脉动减小，从而提高设备寿命。
[0164]
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。