使用固定脉冲模式的功率变换器控制系统和控制方法与流程

1.本发明涉及使用逆变器输出电压的系统中的脉冲调制方法。


背景技术：

2.考虑其中通过整流器(二极管整流器、pwm变换器、120
°
传导变换器等)将输入的三相ac电压变换成dc电压并且通过逆变器将dc电压输出为具有期望的频率和期望的振幅的ac电压的系统。
3.在这样的系统中，对于功率变换器的输出，通常使用在载波的一个周期中平均地表现目标电压的三角波比较pwm。然而，存在为了优化电压输出而使用除三角波比较pwm以外的调制方法的情况，固定脉冲模式方法是所述调制方法的例子。在这种方法中，预先导出评价指标的最佳脉冲模式并变换成表格(或表格化)，并根据表格进行切换。
4.作为评价指标，存在切换次数、电压基波、电压谐波(或电压高阶谐波)等。在这样的评价指标当中，关注切换次数或脉冲数。例如，非专利文献1描述了考虑到电压基波和电流谐波(或电流高阶谐波)而导出脉冲模式的方法。这里，假设在9倍于电源周期的载波频率下的三角波比较pwm是最小脉冲数，输出电压的半周期的脉冲数被设定为5。
5.此外，在专利文献1中，对于三电平变换器或三电平逆变器，作为在低调制比的表现时脉冲宽度变窄的对策，在低调制比下使用脉冲数从5减少到3的脉冲模式，并且讨论了其切换方法。
6.关于固定脉冲模式，以关于切换次数、脉冲形状(或脉冲形式)和目标调制比的信息为前提，考虑到电压基波和电压(或电流)谐波这两者来确定切换相位。
7.由于作为前提的切换次数和脉冲形状会影响电压基波的精度和电压谐波的大小，特别是在多电平的情况下，需要根据调制比来适当地改变设定。在高调制比的表现时必须输出最大电平也是重要的。
8.在针对其充分研究了固定脉冲模式的导出的二电平或三电平逆变器的情况下，由于仅通过输出 1或-1电平，输出就变成最大电平，因此在脉冲数固定的情况下进行导出是基础。
9.然而，在多电平逆变器中，输出最大电平所需的切换次数可能大于为了抑制谐波而期望提供的切换次数。在这种情况下，在高调制比下，取决于电平数的限制来确定切换次数。
10.引文列表
11.专利文献
12.专利文献1：日本专利第6270696号
13.非专利文献
14.非专利文献1：冢越昌彦，松濑贡规，“用于获得适合于大容量pwm整流器系统中的谐波调节的固定脉冲模式的方法”，日本电气工程师学会公报，工业应用协会刊物d，131(3)，2011


技术实现要素：

15.在非专利文献1和专利文献1的情况下，由于三电平功率变换器是非专利文献1和专利文献1的主要应用对象，因此无法解决在确定切换次数(脉冲数)时多电平逆变器特有的问题。
16.在多电平逆变器中，为了输出最大调制比，必须在输出的一个周期内输出最大电压电平。即，如果设定的切换次数太小，则无法输出最大电压电平，从而无法表现高调制比。相反，如果不必要地或不加区别地增加切换次数，则切换损失增加，从而导致装置的尺寸增加。
17.本发明是可以解决上述问题的发明。本发明的目的是提供一种使用固定脉冲模式的功率变换器的控制系统和控制方法，所述固定脉冲模式能够根据调制比进行最佳切换次数下的固定脉冲模式方法的控制。
18.用于解决上述问题的权利要求1中记载的使用固定脉冲模式的功率变换器的控制系统是具有脉冲模式表的系统，在所述脉冲模式表中，确定与目标调制比和相位相应的每个输出电压电平的脉冲模式被表格化，所述系统被配置成基于所述脉冲模式表的与输入的目标调制比和输入的相位的指令对应的输出电压电平来生成门信号，并且被配置成通过所生成的门信号来控制所述功率变换器的半导体元件，所述控制系统包括：脉冲模式导出单元，被配置成确定输出目标调制比所需的最小电平数，确定所述功率变换器的电压基波和谐波当中的要控制的电压阶数的总数，比较所确定的所需的最小电平数和所确定的要控制的电压阶数的总数，将较大的一方决定为目标调制比下的四分之一周期中的切换次数n，基于目标调制比和所决定的四分之一周期中的切换次数n，在针对目标调制比设定了表达式(4)的电压基波的情况下，关于表达式(5)或表达式(6)的谐波，确定使得能够降低期望阶数的谐波的n次的切换相位
[0019][0020][0021][0022]
(其中d_ref是目标调制比，vn是电压n阶谐波振幅，in是电流n阶谐波振幅，l_high是所述功率变换器的最大输出电平数，n是所述四分之一周期中的切换次数，θa
…
θn是各个切换相位，关于cos函数前的符号，如果由切换引起的电平变化的方向为正，则所述符号为 ，而如果由切换引起的电平变化的方向为负，则所述符号为-)，以及基于目标调制比和所确定的n次的切换相位，导出确定与目标调制比和相位相应的每个输出电压电平的针对一个周期的脉冲模式。
[0023]
作为权利要求2中记载的使用固定脉冲模式的功率变换器的控制系统，在权利要求1中，输出目标调制比所需的最小电平数被确定为使得满足表达式(2)
[0024][0025]
(其中d_ref是目标调制比，l_duty是所需的最小电平数，l_high是所述功率变换器的最大输出电平数)。
[0026]
作为权利要求3中记载的使用固定脉冲模式的功率变换器的控制系统，在权利要求1中，当在所述功率变换器的输出电压的基波上叠加三阶谐波时的输出目标调制比所需的最小电平数被确定为使得满足表达式(8)或表达式(9)
[0027][0028][0029]
(其中d_ref是目标调制比，l_duty是所需的最小电平数，l_high是所述功率变换器的最大输出电平数，而k是谐波的振幅相对于基波的倍数，并且0≤k)。
[0030]
作为权利要求4中记载的使用固定脉冲模式的功率变换器的控制系统，在前述权利要求1至3中的任意一项中，使用表达式(4)和表达式(5)或(6)确定要控制的电压阶数的总数
[0031][0032][0033][0034]
(其中d_ref是目标调制比，vn是电压n阶谐波振幅，in是电流n阶谐波振幅，l_high是所述功率变换器的最大输出电平数，n是所述四分之一周期中的切换次数，θa
…
θn是各个切换相位，关于cos函数前的符号，如果由切换引起的电平变化的方向为正，则所述符号为 ，而如果由切换引起的电平变化的方向为负，则所述符号为-)。
[0035]
作为权利要求5中记载的使用固定脉冲模式的功率变换器的控制系统，在前述权利要求1至3中的任意一项中，根据目标调制比来确定要控制的电压阶数的总数。
[0036]
作为权利要求6中记载的使用固定脉冲模式的功率变换器的控制系统，在前述权利要求1至5中的任意一项中，当要控制的电压阶数的总数被决定为目标调制比下的四分之一周期中的切换次数时，选择通过所需的最小电平数和所决定的四分之一周期中的切换次数而确定的所述功率变换器的输出电压的形状之一。
[0037]
作为权利要求7中记载的使用固定脉冲模式的功率变换器的控制系统，在前述权利要求1至5中的任意一项中，当要控制的电压阶数的总数被决定为目标调制比下的四分之一周期中的切换次数时，由所述脉冲模式导出单元进行针对通过所需的最小电平数和所决定的四分之一周期中的切换次数而确定的所述功率变换器的输出电压的所有形状的脉冲模式导出，并且采用能够更好地抑制谐波的所述功率变换器的输出电压的形状。
[0038]
作为权利要求8中记载的使用固定脉冲模式的功率变换器的控制系统，在前述权利要求1至7中的任意一项中，所述功率变换器是具有四个电平或更多电平的功率变换器。
[0039]
作为权利要求9中记载的使用固定脉冲模式的功率变换器的控制系统，在前述权利要求1至7中的任意一项中，所述功率变换器是具有五个电平或更多电平的串联多重逆变器。
[0040]
权利要求10中记载的使用固定脉冲模式的功率变换器的控制方法，用于使用确定与目标调制比和相位相应的每个输出电压电平的脉冲模式来控制所述功率变换器的半导
体元件，所述方法包括：确定输出目标调制比所需的最小电平数的步骤；确定所述功率变换器的电压基波和谐波当中的要控制的电压阶数的总数的步骤；比较所确定的所需的最小电平数和所确定的要控制的电压阶数的总数，并将较大的一方决定为目标调制比下的四分之一周期中的切换次数n的步骤；基于目标调制比和所决定的四分之一周期中的切换次数n，在针对目标调制比设定了表达式(4)的电压基波的情况下，关于表达式(5)或表达式(6)的谐波，确定使得能够降低期望阶数的谐波的n次的切换相位的步骤
[0041][0042][0043][0044]
(其中d_ref是目标调制比，vn是电压n阶谐波振幅，in是电流n阶谐波振幅，l_high是所述功率变换器的最大输出电平数，n是所述四分之一周期中的切换次数，θa
…
θn是各个切换相位，关于cos函数前的符号，如果由切换引起的电平变化的方向为正，则所述符号为 ，而如果由切换引起的电平变化的方向为负，则所述符号为-)；基于目标调制比和所确定的n次的切换相位，导出确定与目标调制比和相位相应的每个输出电压电平的针对一个周期的脉冲模式的步骤；对导出的脉冲模式进行表格化的步骤；基于脉冲模式表的与输入的目标调制比和输入的相位的指令对应的输出电压电平来生成门信号的步骤；以及通过所生成的门信号来控制所述功率变换器的半导体元件的步骤。
[0045]
(1)根据权利要求1至10中记载的发明，可以导出具有与调制比相应的最佳切换次数的脉冲模式，可以实现最佳切换次数下的固定脉冲模式方法的控制。
[0046]
因此，可以进行在高调制比下确实实现基波的表现的控制，并且进行在中至低调制比下实现谐波的抑制的控制。
[0047]
此外，可以解决利用现有技术文献(专利文献1和非专利文献1)的系统或方法无法解决的、多电平逆变器特有的为了输出最大调制比而必须在输出的一个周期内输出最大电压电平的问题。
[0048]
(2)根据权利要求3中记载的发明，电压利用率的改善和谐波的降低是可能的。即，当在功率变换器的输出电压的基波上叠加三阶谐波时，可以用更小的所需的最小电平数来表现高调制比。另外，当在功率变换器的输出电压的基波上反相地叠加三阶谐波时，即使在低调制比下也可以使用高电平的区域得到扩展，从而可以预期卓越的谐波抑制效果。
附图说明
[0049]
图1是表示本发明的实施例中的切换次数的定义的说明图。
[0050]
图2是本发明的实施例1的系统框图。
[0051]
图3是本发明的实施例中的导出脉冲模式的流程图。
[0052]
图4是表示七电平逆变器的输出电压与调制比之间的关系(1)的说明图。
[0053]
图5是表示七电平逆变器的输出电压与调制比之间的关系(2)的说明图。
[0054]
图6是表示本发明的实施例1中的输出电压的形状的例子的波形图。
[0055]
图7是说明本发明的实施例2中的使用三阶谐波的叠加的电压利用区域的扩展的
波形图。
[0056]
图8是说明本发明的实施例2中的三阶谐波的反相叠加的波形图。
具体实施方式
[0057]
在以下说明中，尽管将参考附图来说明本发明的实施例，但本发明不限于以下实施例。在本发明中，考虑到固定脉冲模式的高调制比和最大电平的限制尚未得到充分研究或者研究得不多的情形，执行根据调制比来改变切换次数的控制。即，例如，在高调制比的情况下，切换次数被设定为输出最大电平的最小切换次数，而在中/低调制比的情况下，切换次数被设定为可以充分抑制谐波(或高阶谐波)的最小切换次数。
[0058]
在本发明中，预先导出其中在脉冲模式的导出时切换次数随调制比而不同的脉冲模式的脉冲模式表。切换次数基于谐波抑制阶数和工作电压电平(或使用电压电平)来确定。
[0059]
以下，考虑到多电平的电压脉冲的解释变得复杂，因此不以脉冲数来考虑输出电压，而是在将输出电压分为单一电平变化的情况下来考虑输出电压。此时，将电压电平的一级变化视为一次切换。除非另有规定，否则“(脉冲模式的)切换次数”指示输出电压相位的一个周期中的切换次数，并且“四分之一周期中的切换次数”指示“0[rad]＜θ＜π/2[rad]”的相位θ中的切换次数。
[0060]
图1示出这些概念的示图。在图1的波形的情况下，四分之一周期中的切换次数为5次，并且一个周期中的切换次数、即、脉冲模式的切换次数为20次。
[0061]
(实施例1)
[0062]
图2图示实施例1的系统框图。在图2中，附图标记10表示上位控制单元，附图标记20表示脉冲生成单元，附图标记30表示逆变器，并且附图标记40表示负载。上位控制单元10的上位控制是存在于脉冲生成的上游的控制，例如，它指示这样的控制，其中系统输入基于控制面板操作量的速度指令和检测到的逆变器30的三相电流，并通过速度控制和电流控制来生成调制比和相位的指令。
[0063]
在从上位控制单元10输出调制比和相位之后，脉冲生成单元20基于这些信息，参考内部的脉冲模式表并生成脉冲。由脉冲模式导出单元(未图示)预先制作的关于脉冲模式的信息存储在脉冲模式表中，并且在脉冲模式表中确定了与关于调制比和相位的信息相应的输出电压电平。
[0064]
从脉冲生成单元20输出基于该输出电压电平的门信号，然后逆变器30被该门信号驱动。逆变器30连接到诸如马达之类的负载40，与门信号相应的电压被施加到负载40。
[0065]
图2是使用固定脉冲模式方法的功率变换的典型系统配置的例子，但是本发明的应用对象不限于这种系统配置。例如，它可以是其中在对电源进行再生的变换器控制中基于预先导出的脉冲模式表进行切换的系统。重要的是使用预先制作的脉冲模式的表格来驱动功率变换器。
[0066]
图3示出由脉冲模式导出单元进行的脉冲模式的导出操作的流程图。在图3的步骤s1，输入目标调制比d_ref(调制比指令)(当驱动图2的系统时，采用最接近来自上位控制单元10的指令调制比的表格)。
[0067]
在步骤s2，确定输出目标调制比d_ref所需的最小电平数l_duty。
[0068]
该步骤s2是用于确定输出目标调制比d_ref所需的最小切换次数的处理。最小切换次数根据所需的最小电平数l_duty来决定。即使试图导出未达到输出目标调制比d_ref所需的最小电平的脉冲模式，也无法满足关于输出电压基波的以下条件表达式(2)。
[0069]
尽管目标调制比d_ref可以由所需的定义来定义，但在本实施例1中，目标调制比d_ref由表达式(1)定义，其中vdc是每一个电平的dc电压，l_high是功率变换器的最大输出电平(功率变换器的最大输出电平数)，v_ref是目标输出电压的基波振幅。
[0070]
[表达式(1)]
[0071][0072]
这里的“电平”是距中性点电位的电平。此外，在本实施例1中，所需的最小电平数l_duty是通过电压振幅计算的，而不是通过电压的正负峰值(峰值到峰值)计算的。例如，如图4中所示，在七电平逆变器的情况下，认为中央的电平是中性点电位，可以输出-3、-2、-1、0、1、2、3电平。另外，假设输出该逆变器的最大调制比附近的基波所需的最小电平l_duty为3(3电平)。
[0073]
接下来，将研究在步骤s2确定输出目标调制比所需的最小电平数l_duty的方法。
[0074]
如图4中所示，在最大调制比附近，显然，除非使用所有的电平，否则不能输出目标调制比的电压基波。然而，当调制比低于该调制比时，可以想到可以使用少的电平数来表现波形。
[0075]
因此，考虑表现一般的目标调制比d_ref所需的电平数l_duty。根据表达式(1)，“d_ref＝1.0”的电压基波的峰值与功率变换器的最大输出电平一致。相反，可以理解的是当使用功率变换器的最大输出电平l_high(功率变换器的最大输出电平数l_high)而d_ref为1/l_high(“d_ref＝1/l_high”)时，一个电平的输出和基波的峰值彼此一致。由此，可以想到每一个电平具有调制比1/l_high的表现能力。即，步骤s2的l_duty被确定为使得满足表达式(2)。
[0076]
[表达式(2)]
[0077][0078]
这与如图5中所示以在l_duty电平(＝2)和(l_duty-1)电平(＝1)之间通过的方式定义电压基波的峰值是同义的。根据图5，当对于“d_ref＝0.5”，在“l_high＝3”并且“l_duty＝2”的情况下求解表达式(2)时，获得表达式(3)，并且条件表达式得到满足。
[0079]
[表达式(3)]
[0080][0081]
接下来，考虑使用最小电平数l_duty电平的电压波形和切换次数之间的关系。为了达到l_duty电平，在四分之一周期中需要切换至少l_duty次。在切换次数小于该切换次数的情况下，不能达到l_duty电平。而且，当四分之一周期中的切换次数为l_duty次时，四分之一周期中的电平变化的方向始终为正。如果存在负方向的电平变化，哪怕只有一次，也不能通过切换l_duty次达到l_duty电平。当考虑脉冲模式的正弦对称性作为前提时，如图4和图5中所示，此时的电压波形是其中目标正弦波的斜率(或倾角)与电平变化的方向始终彼此一致的波形。
[0082]
接下来，在步骤s3，确定目标调制比的基波和谐波当中的要管理(要控制)的电压阶数的总数。该步骤s3是确定输出期望质量的电压所需的切换次数的处理。在非专利文献1中，描述了考虑到电压基波和电流谐波来导出脉冲模式的方法。当将在该非专利文献1中描述的内容从三电平扩展到多电平并使用本发明的变量的设定来对其进行表现时，获得表达式(4)和表达式(5)的条件表达式。表达式(4)和(5)是在电压波形的正弦对称性的前提下进行傅里叶级数展开的结果。表达式(4)是关于电压基波的条件表达式，表达式(5)是关于n阶电压谐波的条件表达式。
[0083]
[表达式(4)]
[0084][0085]
[表达式(5)]
[0086][0087]
这里，d_ref指示目标调制比，vn指示电压n阶谐波振幅，l_high指示功率变换器的最大输出电平数，n指示四分之一周期中的切换次数，θa和θb指示脉冲模式的各个切换相位。关于cos函数前的符号，如果由切换引起的电平变化的方向为正，则所述符号为 ，而如果由切换引起的电平变化的方向为负，则所述符号为-。
[0088]
当期望降低目标调制比的谐波时，确定四分之一周期中的切换相位(θa,θb,
…
,θn)，使得在保持表达式(4)的关系的同时，对于期望的阶数降低vn。一旦确定了四分之一周期中的切换相位，就可以根据正弦对称性唯一地决定剩余的切换相位。
[0089]
此外，如在非专利文献1中所述，关于谐波，考虑到电感负载，表达式(5)可以被看作是表达式(6)的电流谐波的条件表达式。
[0090]
[表达式(6)]
[0091][0092]
此外，关于谐波阶数，当考虑到电压波形的对称性和三相的平衡时，由于偶数阶谐波和3的倍数的谐波不会出现在电流中，因此考虑6的倍数
±
1的阶数(n＝5,7,11,13,17,19,
…
)。
[0093]
如上所述，可以管理脉冲模式的基波和谐波，但这并不一定意味着可以用期望的基波将谐波控制为自由值。例如，一般不能在保持表达式(4)的同时通过在四分之一周期中切换3次来在表达式(5)中将5、7、11、13、17、19阶谐波的振幅设定为0。这是因为这等同于试图用3个变量对7个方程式(基波和6个谐波)进行求解。为了确实地将期望的谐波的振幅设定为0，需要要抑制的谐波的数量 1(针对基波)的变量。
[0094]
要抑制的所有谐波阶数和1阶(基波)在图3中被统称为要控制的电压阶数。通过设定四分之一周期中的要控制的电压阶数的总数n_volt的切换次数，可以导出其中基波振幅被设定为d_ref并且要抑制的谐波的振幅被设定为0的脉冲模式。
[0095]
在本发明中，为了确保电压质量，在四分之一周期中进行至少n_volt次切换。
[0096]
然而，n_volt可以随调制比而变化。例如，在专利文献1中，考虑到在低调制比下脉冲宽度变窄的事实，减少了脉冲数(切换次数)。另外，取决于马达的用途，高调制比的电压可能仅在高频下使用，并且取决于滤波器和马达的l分量，可能不需要考虑等于或高于某个
频率的电压谐波。
[0097]
在这种情况下，对于在低频下使用的低调制比，需要考虑直到高阶谐波的谐波。另一方面，对于在高频下使用的高调制比，不需要特别抑制高阶谐波，而仅考虑低阶谐波。即，在高调制比下，n_volt可被设定为比在低调制比下小。当n_volt减小时，切换次数减小，从而通过切换损耗的减少，可以预期效率的改善。
[0098]
接下来，在步骤s4至s6，进行用于确定切换次数的处理。在步骤s2和s3，从调制比的表现和谐波的抑制这两个角度，确定了所需最小切换次数l_duty和要控制的电压阶数的总数n_volt。在步骤s4至s6，比较这两者，并且较大的一方被设定为目标调制比d_ref下的四分之一周期中的切换次数n。
[0099]
即，在步骤s4，进行l_duty和n_volt之间的比较的判断。如果l_duty较大，则在步骤s5将l_duty决定为四分之一周期中的切换次数n。如果n_volt较大，则在步骤s6将n_volt决定为四分之一周期中的切换次数n。
[0100]
这里，当步骤s4的判断结果分支到采用n_volt的步骤s6时，在步骤s7需要用于决定电压的形状的处理。尽管确定了所需的电平数l_duty和四分之一周期中的切换次数n，但可能存在多种类型的电压形式。图6是其例子。如图6中所示，当l_duty为2(“l_duty＝2”)并且n为4(“n＝4”)时，可以想到a和b两种类型。
[0101]
要注意的是，这里排除了诸如其中输出一次负电压的电压形式之类的明显不可取的形状。当在步骤s6决定了“n＝n_volt”时，从这些电压脉冲中选择期望的形状并用于脉冲模式导出。如果例如通过参考通过进行三角波比较pwm而获得的波形确定了期望的形状，则可以预期三角波比较pwm方法与固定脉冲模式方法之间的切换性能的改善。此外，代替特别地选择特定的形状，可以在以下步骤s8进行针对输出电压的所有形状的脉冲模式导出，然后采用可以更好地抑制谐波的输出电压的形状。
[0102]
这里，当在步骤s5决定了“n＝l_duty”时，如在步骤s2所述，由于四分之一周期中的电平变化的方向始终为正，因此输出电压的形状被唯一决定。因此，不需要用于确定电压的形状的处理。
[0103]
接下来，在步骤s8进行用于导出脉冲模式的处理。在该步骤s8，基于目标调制比d_ref、四分之一周期中的切换次数n和输出电压的形状，求解由电压基波给出的表达式(4)和由谐波给出的表达式(5)或表达式(6)的联立方程式，然后确定n次的切换相位。此时，尽管在上面的步骤s3的描述中目标是将谐波振幅设定为0，但这不是必需的。将谐波振幅设定为0的讨论是用于确定n_volt的指导原则，减小关于大量的n的表达式(5)或表达式(6)的总和以使得可以平均地抑制大量的谐波的导出也是可以的。
[0104]
根据在步骤s8导出的切换相位和电压的形状，决定针对一个周期的脉冲模式，并在步骤s9输出。图2的脉冲生成单元20对确定与目标调制比和相位相应的输出电压电平的脉冲模式进行表格化。
[0105]
通过使用以这种方式表格化的脉冲模式，可以通过最佳切换次数来进行固定脉冲模式的控制。
[0106]
要注意的是，图3的脉冲模式导出流程图的要点在于考虑到输出目标调制比所需的最小电平l_duty而确定了四分之一周期中的切换次数n，并且n不小于l_duty。只要保持或遵守这一点，在分支点(步骤s4)与l_duty的比较对象就不一定需要是要控制的电压阶数
的总数n_volt，并且可以为脉冲模式导出提供由另一条件表达式形成的一个或多个其他分支(比较判断处理)。
[0107]
作为其他分支的例子，它是其中关于落在预定的切换损耗之内的n的上限n_loss而比较n_loss和l_duty的分支。
[0108]
如上所述，根据本实施例1，可以导出具有与调制比相应的最佳切换次数的脉冲模式，并且可以实现最佳切换次数下的固定脉冲模式方法的控制。
[0109]
因此，可以进行在高调制比下确实实现基波的表现的控制，并且进行在中至低调制比下实现谐波的抑制的控制。
[0110]
此外，可以解决利用现有技术文献(专利文献1和非专利文献1)的系统或方法无法解决的、多电平逆变器特有的为了输出最大调制比而必须在输出的一个周期内输出最大电压电平的问题。
[0111]
(实施例2)
[0112]
在实施例2中，对于实施例1的图3的流程图中的确定输出目标调制比d_ref所需的最小电平数l_duty的步骤s2的处理进行了以下改变。
[0113]
关于三角波比较pwm，可以使用通过在目标电压上叠加三阶谐波而获得的电压。已知通过三阶谐波的适当叠加可以扩展dc电压的利用区域。如表达式(7)所示，当叠加振幅为基波的1/6的三阶谐波时的目标调制比d_ref的最大值为2/√3，这是在所有输出相位都不出现电压饱和的最大调制比。
[0114]
[表达式(7)]
[0115][0116]
换句话说，通过考虑三阶谐波的叠加，基波振幅可以是目标输出电压最大值的2/√3倍。在图7中示出该概念图。在图7中，叠加后的目标输出电压的最大值低于基波的最大值。
[0117]
鉴于此，如表达式(8)所示，高调制比可以用小于由表达式(2)确定的值的l_duty来表示，并且即使d_ref等于或大于1.0时，也可以确定l_duty。
[0118]
[表达式(8)]
[0119][0120]
此外，通过反相叠加三阶谐波，如在图8的概念图中所示，相反地，目标输出电压最大值可以高于基波振幅。例如，在具有十电平或更多电平的多电平逆变器中，通过接近正弦波的输出电压波形，可以预期谐波的降低。然而，在低调制比下，仅使用了低电平，从而输出电平数与三电平逆变器和五电平逆变器的输出电平数并无不同。
[0121]
此时，当考虑三阶谐波的反相叠加时，即使在低调制比下也可以使用高电平的区域被扩展，从而可以预期谐波降低效果。如果反相叠加了振幅为基波的k倍的三阶谐波，则由于输出电压的最大值为基波的(1 k)倍，因此表达式(2)变为表达式(9)。当考虑表达式(4)中“n＝3”时的最大值时，k的范围由表达式(10)确定。k等于或大于0的原因是因为如果k小于0，则叠加不会变成反相叠加。
[0122]
[表达式(9)]
[0123][0124]
[表达式(10)]
[0125][0126]
以这种方式，在根据需要将表达式(2)改变为表达式(8)或表达式(9)或者表达式(8)和(9)的组合的情况下可以使用表达式(2)(可以以满足表达式(8)和/或表达式(9)的方式确定当将三阶谐波叠加在基波上时的输出目标调制比所需的最小电平数l_duty)。通过这样做，可以改善电压利用率并且降低谐波。
[0127]
如上所述，根据本实施例2，电压利用率的改善和谐波的降低是可能的。即，当在功率变换器的输出电压的基波上叠加三阶谐波时，高调制比可以用比实施例1更小的所需的最小电平数来表现。另外，当在功率变换器的输出电压的基波上反相地叠加三阶谐波时，即使在低调制比下也可以使用高电平的区域得到扩展，因此与实施例1相比，可以预期卓越的谐波抑制效果。
[0128]
本发明可以应用于具有四个电平或更多电平的功率变换器。此外，本发明可以应用于具有五个电平或更多电平的串联多重逆变器。