一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法与流程

1.本发明涉及电气工程领域中共直流母线双三电平逆变器的控制技术，尤其涉及一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法。


背景技术：

2.基于开绕组变压器结构的双三电平逆变器拓扑具有直流电压利用率高、冗余性强、可输出五电平等优势，在并网发电领域中具有一定的应用前景。但当该拓扑共直流母线时，会存在零序电流的问题，该零序电流会增加开关管电流应力，增加系统损耗，因此，对该零序电流进行抑制是共直流母线双三电平逆变器拓扑得以推广应用必须要解决的问题。
3.为抑制该零序电流，国内外专家学者们提出了一系列方法，如题为“a dual three-level inverter-based open-end winding induction motor drive with averaged zero-sequence voltage elimination and neutral-point voltage balance”，wu di,wu xiaojie,su liangcheng,yuan xibo,xu jiabin，《ieee transactions on industrial electronics》,2016，63(8):4783-4795.(“双三电平逆变器开绕组电机驱动的平均零序电压消除和中点平衡策略”，《ieee工业电子会刊》，2016年第63卷第8期4783-4795页)的文章提出通过调整冗余矢量的作用时间使得零序电压在一个开关周期内的平均值为零，从而抑制零序电流，但该方法未考虑高频零序电压的抑制，对于滤波电感较小的并网发电系统来说，采用该方案会造成高频零序电流过大，另外，该方法也未考虑死区、管压降等非线性因素导致的零序电流，实际应用中会导致较大的低频三次零序电流。
4.题为“开绕组电机驱动用双三电平逆变器的共模电压差抑制”，尹靖元，金新民，杨捷，李金科，曹天植，《电工技术学报》，2016年第31卷第15期178-186页的文章提出采用120度移相的解耦调制策略，实现较简单，可在理想情况下抑制系统高、低频零序电压，进而抑制零序电流，然而，该方法同样未考虑死区、管压降等非线性因素导致的零序电流。
5.题为“基于空间电压矢量120
°
解耦的开绕组异步电机双三电平逆变器零序电压消除”，耿乙文，许家斌，王亮，李小强，《电工技术学报》，2017年第32卷第3期184-193页的文章提出利用统一快速算法以及空间电压矢量解耦方法将给定参考电压矢量分解为两个大小相等，方向互为120
°
的等效参考电压矢量，并由两个逆变器分别单独产生，以此实现对双三电平逆变器系统零序电压的瞬时值的消除，进而抑制系统零序电流，该方案存在的问题是同样是未考虑死区、管压降等非线性因素导致的零序电流。
6.题为“双三电平逆变器驱动系统中关键问题研究”，苏良成，陈勇，朱德亮，曾伟华，包文俊，《电气传动》，2020年第50卷第12期3-9页的文章提出采用调整小矢量冗余开关状态之间的作用时间来消除系统平均零序电压，进而抑制系统零序电流，该方案一是未考虑高频零序电压的抑制，再者未考虑死区、管压降等非线性因素导致的零序电流，另外，所提方法运算量也较大，不易于工程实现。
7.综上所述，现有的技术主要存在如下的不足：1、现有仅采用调制策略来抑制零序
电流的方法无法抑制由死区、管压降等非线性因素造成的低频零序电流；2、部分方法未考虑高频零序电流的抑制；3、部分方法实现较复杂，不易于工程实现。


技术实现要素：

8.本发明的目的是为了解决共直流母线双三电平逆变器的零序电流问题，提供一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法，能够同时抑制系统中的高、低频零序电流，且实现过程简单，运算量较小，克服了现有技术方案的不足。
9.本发明采用的技术方案是：
10.一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法，共直流母线双三电平逆变器包括直流电压源s
dc
、第一直流电容c
dc1
、第二直流电容c
dc2
、第一三相三电平逆变器inv1、第二三相三电平逆变器inv2、三相滤波电感l和三相开绕组变压器t；所述第一三相三电平逆变器inv1和第二三相三电平逆变器inv2的拓扑为t型三电平拓扑或中点钳位型三电平拓扑；所述第一直流电容c
dc1
和第二直流电容c
dc2
串联后接在直流电压源s
dc
的正极p与负极n之间，其连接点记为中点n，中点n与第一三相三电平逆变器inv1的中点o1以及第二三相三电平逆变器inv2的中点o2相连接，第一三相三电平逆变器inv1和第二三相三电平逆变器inv2的直流侧均与直流电压源s
dc
并联；所述三相开绕组变压器t的原边绕组为拆开状态，a相绕组有两个端子a1和a2，b相绕组有两个端子b1和b2，c相绕组有两个端子c1和c2，设定端子a1、b1和c1在同一侧，共同作为三相开绕组变压器t原边绕组的输入端子，端子a2、b2和c2在同一侧，共同作为三相开绕组变压器t原边绕组的输出端子；所述三相滤波电感l有6个端子，每相两个端子，a相两个端子a3和a4，b相两个端子b3和b4，c相两个端子c3和c4，设定端子a3、b3和c3在三相滤波电感l的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电感l的输入端子，端子a4、b4和c4在三相滤波电感l的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电感l的输出端子；所述三相滤波电感l的端子a3、b3和c3连接至第一三相三电平逆变器inv1的交流输出侧，端子a4、b4和c4分别与三相开绕组变压器t原边绕组的端子a1、b1和c1相连接；所述三相开绕组变压器t原边绕组的端子a2、b2和c2接至第二三相三电平逆变器inv2的交流输出侧；所述三相开绕组变压器t的副边通过星形连接或三角形连接并入电网g；
11.其特征在于，所述零序电流抑制方法包括以下步骤：
12.步骤1，采集直流电压源s
dc
的电压并记为直流电压v
dc
，采集三相开绕组变压器t的原边绕组相电压并记为三相交流电压v
ta
、v
tb
、v
tc
，采集三相滤波电感l输入侧的电流并记为电感电流ia、ib、ic；
13.步骤2，根据步骤1中得到的三相交流电压v
ta
、v
tb
、v
tc
，经锁相环得到三相交流电压的相角θ和三相交流电压的dq分量v
td
、v
tq
；
14.所述三相交流电压的dq分量v
td
、v
tq
的计算方程为：
[0015][0016]
步骤3，根据步骤1中得到的电感电流ia、ib、ic和步骤2中得到的三相交流电压的相角θ，经单同步旋转坐标变换方程得到电感电流的dq分量id、iq和零序电流i0；
[0017]
所述单同步旋转坐标变换方程为：
[0018][0019]
步骤4，先设定有功电流指令i
d_ref
和无功电流指令i
q_ref
，然后根据步骤2中得到的三相交流电压的dq分量v
td
、v
tq
和步骤3中得到的电感电流的dq分量id、iq，通过电流闭环控制方程得到双三电平逆变器的总控制信号的dq分量
[0020]
所述电流闭环控制方程为:
[0021][0022]
式中，k
p_i
为电流环比例积分调节器的比例系数，k
i_i
为电流环比例积分调节器的积分系数，ω为基波角频率，l为滤波电感值；
[0023]
步骤5，根据步骤4中得到的双三电平逆变器总控制信号的dq分量分别乘以2/v
dc
后得到双三电平逆变器总控制信号的标幺化dq分量再经控制信号解耦方程得到第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的标幺化dq分量和第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的标幺化dq分量
[0024]
所述双三电平逆变器的总控制信号的标幺化dq分量的计算公式为：
[0025][0026]
所述控制信号解耦方程为：
[0027][0028][0029]
步骤6，根据步骤5中得到的第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的标幺化dq分量量第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的标幺化dq分量和步骤3中得到的三相交流电压的相角θ，经单同步旋转坐标反变换方程得到第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的标幺化三相控制分量和第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的标幺化三相控制分量
[0030]
所述单同步旋转坐标反变换方程为：
[0031][0032]
步骤7，先设定零序电流的参考指令i
0_ref
，然后根据步骤3中得到的零序电流i0，经零序电流闭环控制方程得到零序调节信号δk；
[0033]
所述零序电流闭环控制方程为：
[0034][0035]
式中，k
p_0
为零序电流环比例准谐振调节器的的比例系数，k
r_0
为零序电流环比例准谐振调节器的的谐振系数，ωc为比例准谐振调节器的带宽，ωr为比例准谐振调节器的谐振频率；
[0036]
步骤8，根据步骤6中得到的第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的标幺化三相控制分量和第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的标幺化三相控制分量和第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的标幺化三相控制分量经计算得到第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的修正分量和第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的修正分量
[0037]
所述修正分量和的计算公式分别如下：
[0038][0039][0040][0041]
[0042][0043][0044]
步骤9，根据步骤8中得到的第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的修正分量步骤9，根据步骤8中得到的第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的修正分量取三者中的最大值和最小值并分别记为和根据步骤8中得到的第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的修正分量取三者中的最大值和最小值并分别记为和然后再根据步骤7中得到的零序调节信号δk，经零序注入分量计算方程后分别得到第一三相三电平逆变器inv1的零序注入分量和第二三相三电平逆变器inv2的零序注入分量
[0045]
进一步地，零序注入分量计算方程分别为：
[0046][0047][0048]
步骤10，将步骤9中得到的第一三相三电平逆变器inv1的零序注入分量分别与步骤6中得到的第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的标幺化三相控制分量相加得到第一三相三电平逆变器inv1的调制波信号m
a1
、m
b1
、m
c1
，将步骤9中得到的第二三相三电平逆变器inv2的零序注入分量分别与步骤6中得到的第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的标幺化三相控制分量相加得到第二三相三电平逆变器inv2的调制波信号m
a2
、m
b2
、m
c2
，然后再分别与同向层叠三角载波比较生成驱动第一三相三电平逆变器inv1和第二三相三电平逆变器inv2开关管的pwm控制信号pwm1和pwm2；
[0049]
进一步地，调制波信号m
a1
、m
b1
、m
c1
和调制波信号m
a2
、m
b2
、m
c2
的计算方程分别为：
[0050][0051][0052]
本发明采用以上技术方案，本发明的有益效果是：1、可同时抑制系统中的高、低频零序电流，特别是可抑制由死区、管压降等非线性因素导致的低频零序电流；2、所采用的调制策略仅需计算零序注入分量，且采用载波调制，相比于现有技术减小了运算量，更易工程实现。
附图说明
[0053]
以下结合附图和具体实施方式对本发明做进一步详细说明；
[0054]
图1是本发明实施例中共直流母线双三电平逆变器的主电路框图；
[0055]
图2是本发明实施例中三电平逆变器可选的t型三电平拓扑图；
[0056]
图3是本发明实施例中三电平逆变器可选的中点钳位型三电平拓扑图；
[0057]
图4是本发明实施例中所提的零序电流抑制方法的控制框图；
[0058]
图5是本发明实施例中零序电流抑制方法中两逆变器零序注入分量计算环节的框图；
[0059]
图6是切入本发明所提零序电流抑制方法前后零序电流的仿真波形；
[0060]
图7是切入本发明所提零序电流抑制方法前桥臂电流的傅里叶分析图；
[0061]
图8是切入本发明所提零序电流抑制方法后桥臂电流的傅里叶分析图。
具体实施方式
[0062]
为使本技术实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本技术实施例中的附图对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
[0063]
如图1至8任一所示，本发明所涉及的共直流母线双逆变器光伏发电系统包括直流电压源s
dc
、第一直流电容c
dc1
、第二直流电容c
dc2
、第一三相三电平逆变器inv1、第二三相三电平逆变器inv2、三相滤波电感l和三相开绕组变压器t。
[0064]
所述第一三相三电平逆变器inv1和第二三相三电平逆变器inv2的拓扑可为图2所示的t型三电平拓扑或图3所示的中点钳位型三电平拓扑。
[0065]
所述第一直流电容c
dc1
和第二直流电容c
dc2
串联后接在直流电压源s
dc
的正极p与负极n之间，其连接点记为中点n，中点n与第一三相三电平逆变器inv1的中点o1以及第二三相三电平逆变器inv2的中点o2相连接，第一三相三电平逆变器inv1和第二三相三电平逆变器inv2的直流侧均与直流电压源s
dc
并联。
[0066]
所述三相开绕组变压器t的原边绕组为拆开状态，a相绕组有两个端子a1和a2，b相绕组有两个端子b1和b2，c相绕组有两个端子c1和c2，设定端子a1、b1和c1在同一侧，共同作为三相开绕组变压器t原边绕组的输入端子，端子a2、b2和c2在同一侧，共同作为三相开绕组变压器t原边绕组的输出端子。
[0067]
所述三相滤波电感l有6个端子，每相两个端子，a相两个端子a3和a4，b相两个端子b3和b4，c相两个端子c3和c4，设定端子a3、b3和c3在三相滤波电感l的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电感l的输入端子，端子a4、b4和c4在三相滤波电感l的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电感l的输出端子。
[0068]
所述三相滤波电感l的端子a3、b3和c3连接至第一三相三电平逆变器inv1的交流输出侧，端子a4、b4和c4分别与三相开绕组变压器t原边绕组的端子a1、b1和c1相连接。
[0069]
所述三相开绕组变压器t原边绕组的端子a2、b2和c2接至第二三相三电平逆变器inv2的交流输出侧；所述三相开绕组变压器t的副边通过星形连接或三角形连接并入电网g；
[0070]
在本发明实施例中，双三电平逆变器的总额定功率为30kw，每台逆变器额定功率为15kw，开关频率为5khz，开关管死区时间为2μs，第一直流电容c
dc1
和第二直流电容c
dc2
的值均为1mf，三相滤波电感l为2.4mh，开绕组变压器t的相电压变比为364v/380v，电网线电压有效值为380v/50hz。
[0071]
本发明所述零序电流抑制方法参见图4和图5，所述方法包括如下步骤：
[0072]
步骤1，采集直流电压源s
dc
的电压并记为直流电压v
dc
，采集三相开绕组变压器t的原边绕组相电压并记为三相交流电压v
ta
、v
tb
、v
tc
，采集三相滤波电感l输入侧的电流并记为电感电流ia、ib、ic；
[0073]
步骤2，根据步骤1中得到的三相交流电压v
ta
、v
tb
、v
tc
，经锁相环得到三相交流电压的相角θ和三相交流电压的dq分量v
td
、v
tq
；
[0074]
所述三相交流电压的dq分量v
td
、v
tq
的计算方程为：
[0075][0076]
步骤3，根据步骤1中得到的电感电流ia、ib、ic和步骤2中得到的三相交流电压的相角θ，经单同步旋转坐标变换方程得到电感电流的dq分量id、iq和零序电流i0；
[0077]
所述单同步旋转坐标变换方程为：
[0078][0079]
步骤4，先设定有功电流指令i
d_ref
和无功电流指令i
q_ref
，然后根据步骤2中得到的三相交流电压的dq分量v
td
、v
tq
和步骤3中得到的电感电流的dq分量id、iq，通过电流闭环控制方程得到双三电平逆变器的总控制信号的dq分量
[0080]
所述电流闭环控制方程为:
[0081][0082]
式中，k
p_i
为电流环比例积分(pi)调节器的比例系数，k
i_i
为电流环pi调节器的积分系数，ω为基波角频率，l为滤波电感值。在本实施例中，ω＝100πrad/s，k
p_i
＝2，k
i_i
＝100。
[0083]
步骤5，根据步骤4中得到的双三电平逆变器总控制信号的dq分量分别乘以2/v
dc
后得到双三电平逆变器总控制信号的标幺化dq分量再经控制信号解耦方程得到第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的标幺化dq分量和第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的标幺化dq分量
[0084]
所述双三电平逆变器的总控制信号的标幺化dq分量的计算公式为：
[0085][0086]
所述控制信号解耦方程为：
[0087][0088][0089]
步骤6，根据步骤5中得到的第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的标幺化dq分量量第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的标幺化dq分量和步骤3中得到的三相交流电压的相角θ，经单同步旋转坐标反变换方程得到第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的标幺化三相控制分量和第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的标幺化三相控制分量
[0090]
所述单同步旋转坐标反变换方程为：
[0091][0092][0093]
步骤7，先设定零序电流的参考指令i
0_ref
，然后根据步骤3中得到的零序电流i0，经零序电流闭环控制方程得到零序调节信号δk；
[0094]
所述零序电流闭环控制方程为：
[0095][0096]
式中，k
p_0
为零序电流环比例准谐振(q-pr)调节器的的比例系数，k
r_0
为零序电流环q-pr调节器的的谐振系数，ωc为q-pr调节器的带宽，ωr为q-pr调节器的谐振频率。在本实施例中，i
0_ref
＝0，k
p_0
＝0.08，k
r_0
＝25，ωc＝4rad/s，ωr＝300πrad/s。
[0097]
步骤8，根据步骤6中得到的第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的标幺化三相控制分量和第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的标幺化三相控制分量
经计算得到第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的修正分量和第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的修正分量
[0098]
所述修正分量和的计算公式分别如下：
[0099][0100][0101][0102][0103][0104][0105]
步骤9，根据步骤8中得到的第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的修正分量步骤9，根据步骤8中得到的第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的修正分量取三者中的最大值和最小值并分别记为和根据步骤8中得到的第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的修正分量取三者中的最大值和最小值并分别记为和然后再根据步骤7中得到的零序调节信号δk，经零序注入分量计算方程后分别得到第一三相三电平逆变器inv1的零序注入分量和第二三相三电平逆变器inv2的零序注入分量
[0106]
所述零序注入分量计算方程分别为：
[0107][0108][0109]
步骤10，将步骤9中得到的第一三相三电平逆变器inv1的零序注入分量分别与步骤6中得到的第一三相三电平逆变器inv1的控制信号的标幺化三相控制分量相加得到第一三相三电平逆变器inv1的调制波信号m
a1
、m
b1
、m
c1
，将步骤9中得到的第二三相三电平逆变器inv2的零序注入分量分别与步骤6中得到的第二三相三电平逆变器inv2的控制信号的标幺化三相控制分量相加得到第二三相三电平逆变器inv2的调制波信号m
a2
、m
b2
、m
c2
，然后再分别与同向层叠三角载波比较生成驱动第一三相三电平逆变器inv1和第二三相三电平逆变器inv2开关管的pwm控制信号pwm1和pwm2；
[0110]
所述调制波信号m
a1
、m
b1
、m
c1
和调制波信号m
a2
、m
b2
、m
c2
的计算方程分别为：
[0111][0112][0113]
图6为根据本发明的实施例的具体参数在切入本发明所提零序电流抑制方法前后电感电流和零序电流的仿真波形，在切入本发明所提零序电流抑制方法前仅采用120度解耦调制，图7是切入本发明所提零序电流抑制方法前电感电流的傅里叶分析图，图8是切入本发明所提零序电流抑制方法后电感电流的傅里叶分析图，通过图6、图7和图8可以发现，在切入本发明所提零序电流抑制方法前，零序电流高频分量得到抑制，但低频分量较大，导致电感电流畸变明显，3次谐波占电感电流的3.52％，切入本发明所提方法后，零序电流高、低频分量均得到有效抑制，电感电流畸变度也明显改善，3次谐波仅占电感电流的0.27％，即切入本发明所提零序电流抑制方法后极大地改善了电感电流的电能质量。以上仿真结果表明本发明所提出的共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法的正确性和有效性。
[0114]
本发明采用以上技术方案，本发明的有益效果是：1、可同时抑制系统中的高、低频零序电流，特别是可抑制由死区、管压降等非线性因素导致的低频零序电流；2、所采用的调制策略仅需计算零序注入分量，且采用载波调制，相比于现有技术减小了运算量，更易工程实现。
[0115]
显然，所描述的实施例是本技术一部分实施例，而不是全部的实施例。在不冲突的情况下，本技术中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。通常在此处附图中描述和示出的本技术实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，本技术的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本技术的范围，而是仅仅表示本技术的选定实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。