一种适用于高阶APSK调制的载波参数估计解耦合方法和系统与流程

一种适用于高阶apsk调制的载波参数估计解耦合方法和系统
技术领域
1.本发明属于无线通信技术领域，特别涉及一种适用于高阶apsk调制的 载波参数估计解耦合方法和系统。


背景技术：

2.随着卫星通信系统业务的发展，高阶调制方式在卫星通信中发挥的作用 越来越明显。相比qam调制，mapsk调制信号由于更适用于非线性通信信 道而被卫星通信广泛使用。最新一代的数字视频广播标准(digital videobroadcasting-second generation extensions，dvb-s2x)主要采用psk和 apsk调制方式，其中apsk调制信号能有效提高频谱效率，且具有较小的峰 均比，因此广泛应用于无线通信和卫星通信等领域，其阶数最高阶可达256， 但目前的256apsk解调算法复杂度较高，占用资源量较大，且由于apsk信 号存在多个幅度，相位区分度也更狭小，导致高阶调制信号的同步方法更加 复杂，高阶调制信号的载波同步技术也变得更加重要。
3.卫星通信中，接收机载波频率误差主要来源于多普勒频移以及自身硬件 引入的载波频差，而高速移动的卫星往往可能导致大的多普勒偏移，同时由 于卫星通信通常具有突发性，通常需要引入导频来辅助实现快速捕获和频偏 估计。因此大多普勒偏移和导频开销成为影响卫星通信相干解调性能的两个 主要因素。针对以上问题，很多文献提出了不同的载波同步方法。经典的前 向频偏估计包括m＆m(1997)、l＆r(1995)以及fitz(1994)等方法，但 这些估计方法只能在一定信噪比下接近克拉关罗下限(crlb)，难以兼顾频差 估计精度和频偏估计范围。z.yu(2016)通过采用自相关加互相关的结构来 实现载波同步，该方法可以达到较高的精度和较宽的估计范围。但是当导频 间隔较大时，估计的性能会变得更差。
4.以上这些方法均是串行结构，即首先对信号频偏进行估计，然后将估计 结果补偿给信号，然后再对信号进行相偏估计，这种结构的弊端是频偏估计 的精度对相偏估计的精度影响很大。n.noels(2005)和f.rice(2006)等人 通过将接收端采样零时刻设置在数据帧结构的正中间，发现了载波同步方法 中频偏估计和相偏估计的克拉美罗界的解耦合现象。然而文献中并没有进一 步讨论此时载波同步方法的性能。此外，从实际应用考虑，人为地设置采样 零时刻的位置是不可取的。h.xu(2019)提出了一种适用于mpsk调制的频 率相位解耦技术(简称为ncsm)，能够在一定程度上实现频偏估计和相偏估 计的解耦合，但是将该方法直接移植到apsk或其他高阶调制信号解耦合性 能差。


技术实现要素：

5.本发明为解决现有技术中的问题而提出了一种适用于高阶apsk调制的 载波参数估计解耦合方法和系统，实现了高阶apsk载波参数估计解耦合； 为达到上述目的所采取的技术方案是：
6.一种适用于高阶apsk调制的载波参数估计解耦合方法，包括如下步骤：
7.s1：对接收信号去调制信息并进行相关求出自相关因子；
8.s2：分别对去调制信息信号和自相关因子进行去相位折叠操作；
9.s3：利用延迟导频长度的一半的自相关因子与去调制信息信号得到解耦 合因子，利用解耦合因子进行相偏估计；
10.s4：利用去相位折叠后的自相关因子进行频偏估计。
11.优选地，在步骤s1中对接收到的信号进行去调制信息，可得去调制信息 的信号：
[0012][0013]
其中r(k)为接收到的信号；c(k)为已知调制信号；ak＝c(k)c
*
(k)为一个实 数；d(k)＝n(k)c
*
(k)为白噪声。
[0014]
优选地，为了引入载波参数估计解耦合技术，首先给出基于去调制信息 信号z(k)的自相关因子表达式：
[0015][0016]
其中γ
α
＝a
kak α
，ψ(α)为噪声干扰项，表达式为：
[0017][0018]
优选地，设其中λ(k)为去相位折叠补偿参数，所述 步骤s2具体包括如下步骤：
[0019]
步骤s201：初始化，λ(0)＝0，
[0020]
步骤s202：k＝k 1，
[0021][0022]
步骤s203：
[0023]
步骤s204：重复步骤s22。
[0024]
优选地，分别对去调制信息信号z(k)和自相关因子r(α)进行去相位折叠 的操作：
[0025][0026][0027]
优选地，所述步骤s3具体包括如下步骤：
[0028]
利用延迟导频长度的一半的自相关因子与去调制信息信号得到解耦合因 子d(k)：
[0029][0030]
将解耦合因子d(k)送入相偏估计器，得到相偏估计的值：
[0031][0032]
其中h(θ，fd，n)是一个表征相位模糊的函数。d(k)和为噪声干扰 项，当信噪比高时上式成立。
[0033]
优选地，所述步骤s4具体包括如下步骤：
[0034]
利用去相位折叠后的自相关因子θr(α)可展开为：
[0035]
θr(α)＝unwrap{arg{r(α)}}
[0036]
ꢀꢀꢀꢀꢀ
＝2πfdtα ψ(α)
[0037]
其中分别对公式两端进行求和：
[0038][0039]
若忽略噪声项影响，则有
[0040][0041]
由于对自相关算子进行了去相位折叠，因此自相关因子的相位即为实际 频偏，相位补偿后的频偏估计范围不再受导频长度的影响，这将进一步扩大 频偏估计范围。
[0042]
本发明还提供一种适用于高阶apsk调制的载波参数估计解耦合系统， 包括相关器、两个去相位折叠器、补偿器、相偏估计器和频偏估计器，所述 相关器用于对去调制信号z(k)导出自相关因子r(α)，两个去相位折叠器分别 对去调制信号z(k)和自相关因子r(α)进行去相位折叠操作，从而得到去相位 折叠后的调制信息信号θz(k)和去相位折叠后的自相关因子θr(α)，所述补偿 器对延迟导频长度的一半的自相关因子与去调制信息信号θz(k)共轭 得到解耦合因子ds(k)，所述相偏估计器对解耦合因子ds(k)进行相偏估计， 所述频偏估计器对去相位折叠后的自相关因子θr(α)进行频偏估计。
[0043]
本发明所具有的有益效果为：本发明能实现对频偏和相偏的并行估计。 相对于现有技术，本发明对不同调制方式信号的载波参数解耦合具有更强的 鲁棒性，相偏估计具有更好的估计性能和更强的抗频偏能力，且本发明的频 偏估计方法与fitz方法估计精度相当，但具有更大的频偏估计范围，频偏估 计范围接近(-0.5，0.5)，且复杂度与fitz相当。
附图说明
[0044]
图1为本发明的流程图；
[0045]
图2为数据帧格式图；
[0046]
图3为本发明的系统结构图；
[0047]
图4为不同导频起始位置下相偏估计仿真结果示意图；
[0048]
图5为qpsk调制方式下相偏估计期望仿真结果示意图；
[0049]
图6为32apsk调制方式下相偏估计期望仿真结果示意图；
[0050]
图7为相偏估计的抗频偏性能仿真结果示意图；
[0051]
图8为不同方法频偏估计精度仿真结果示意图；
[0052]
图9为不同方法频偏估计范围仿真结果示意图。
具体实施方式
[0053]
下面结合附图对本发明进一步描述。
[0054]
如图1所示，一种适用于高阶apsk调制的载波参数估计解耦合方法， 包括如下步骤：
[0055]
s1：对接收信号去调制信息并进行相关求出自相关因子；
[0056]
s2：分别对去调制信息信号和自相关因子进行去相位折叠操作；
[0057]
s3：利用延迟导频长度的一半的自相关因子与去调制信息信号得到解耦 合因子，利用解耦合因子进行相偏估计；
[0058]
s4：利用去相位折叠后的自相关因子进行频偏估计。
[0059]
在步骤s1中，高斯信道中经过理想定时同步的基带离散信号可表示为：
[0060][0061]
其中，c(k)为已知调制信号；fd为信号接收过程中产生的频率偏移；θ为 信号接收引入的随机相偏，在[-π，π]均匀分布；n(k)表示均值为0、方差为 n0/2的复高斯随机变量；表示数据帧格式中导频符 号对应的采样时刻集，且|κ|＝l。具体数据帧结构如图2所示，这里l表示导 频长度，n和分别表示前导数据长度和“数据-导频”结构总长度。
[0062]
对接收到的信号进行去调制信息，可得去调制信息的信号：
[0063][0064]
其中ak＝c(k)c
*
(k)为一个实数；d(k)＝n(k)c
*
(k)仍为白噪声。
[0065]
为了引入载波参数估计解耦合技术，首先给出基于去调制信息信号z(k) 的自相关因子表达式：
[0066][0067]
其中γ
α
＝a
kak α
，ψ(α)为噪声干扰项，
[0068][0069]
在上述基础上，设其中和分别为相位补偿前 和相位补偿后的相位值；人(k)为去相位折叠补偿参数。所述步骤s2具体包括 如下步骤：
[0070]
s201：初始化，λ(0)＝0，
[0071]
s202：k＝k 1，
[0072][0073]
s203：
[0074]
s204：重复步骤s202，直至数据结束。
[0075]
基于以上去相位折叠操作步骤，分别对去调制信息信号z(k)和自相关因 子r(α)进行去相位折叠的操作：
[0076][0077][0078]
所述步骤s3具体包括如下步骤：
[0079]
利用步骤s2中得到的延迟导频长度的一半的自相关因子与去 调制信息信号θz(k)共轭得到解耦合因子ds(k)：
[0080][0081]
将解耦合因子d(k)送入相偏估计器，得到相偏估计的值：
[0082][0083]
其中h(θ，fd，n)是一个表征相位模糊的函数。d(k)和为噪声干扰 项，当信噪比高时上式成立。
[0084]
所述步骤s4具体包括如下：
[0085]
利用去相位折叠后的自相关因子θr(α)可展开为：
[0086]
θr(α)＝unwrap{arg{r(α)}}
[0087]
ꢀꢀꢀꢀꢀ
＝2πfdtα ψ(α)
[0088]
其中分别对公式两端进行求和：
[0089][0090]
若忽略噪声项影响，则有
[0091][0092]
由于对自相关算子进行了去相位折叠，因此自相关因子的相位即为实际 频偏，相位补偿后的频偏估计范围不再受导频长度的影响，这将进一步扩大 频偏估计范围。
[0093]
图3为本发明的系统结构图，该系统包括相关器1、两个去相位折叠器2 和3、补偿器4、相偏估计器5和频偏估计器6，所述相关器1用于对去调制 信号z(k)导出自相关因子r(α)，两个去相位折叠器2、3分别对去调制信号 z(k)和自相关因子r(α)进行去相位折叠操作，从而得到去相位折叠后的调制 信息信号θz(k)和去相位折叠后的自相关因子θr(α)，所述补偿器4对延迟导 频长度的一半的自相关因子与去调制信息信号θz(k)共轭得到解耦合 因子ds(k)，所述相偏估计器5对解耦合因子ds(k)进行相偏估计，所述频偏 估计器6对去相位折叠后的自相关因子θr(α)进行频偏估计。
[0094]
仿真结果如图4-图9所示，为描述方便，本文方法简称为icpedt。
[0095]
由于相偏估计性能受导频起始位置影响，图4为不同导频起始位置下相 偏估计性能曲线仿真。参数设定：调制方式为32apsk，信噪比 eb/n0＝4，6，8，1d0b，归一化频偏fdt＝0.08，相偏θ＝3π/8，导频长度设置 l为35，实验的仿真次数为10000次。
[0096]
图4可以看出导频起始位置为n＝0时性能最好，相偏估计性能均随着导 频起始位
置的增大而恶化。因此为了在大频偏下获得尽可能好得性能，以后 文的仿真中均设置n＝0。
[0097]
图5-图6为不同调制方式下不同频偏时相偏估计性能仿真曲线。参数设 定：首先假设调制方式为qpsk，信噪比eb/n0＝8db，归一化频偏 fdt＝0.008，0.05，归一化相偏θ∈[-0.5，0.5]，导频长度设置l为35，导频起始 位置设为0，仿真10000次；然后假设调制方式为32apsk，信噪比设为 eb/n0＝15db，其余仿真条件不变。通过对比图5和图6的仿真结果，在qpsk 且较小频偏下时，ncsm相偏估计期望值与真实值几乎完全重合，但是在 32apsk调制下相偏估计精度变差；但是在大频偏时，无论是qpsk还是 32apsk，ncsm均不能正确进行相偏估计。而本文方法在qpsk和32apsk 调制下，无论频偏大小，均能实现对相偏的精确估计。本文载波参数解耦合 方法对调制方式有更强的鲁棒性。
[0098]
图7为相偏估计的抗频偏性能仿真曲线。参数设定：假设调制方式为 64apsk，归一化频偏fdt∈[-0.1，0.1]，相偏θ＝3π/8，eb/n0＝15db，导频 长度设置l为35，导频起始位置设为0，实验的仿真次数为10000次。图7 可以看出，通过对比两种解耦合方法，ncsm方法相偏估计性能会受到所加 频偏的严重影响，而本文方法的相偏估计可以在较大的频偏下仍能正常工作， 完成对相偏的准确估计，本发明的相偏估计具有强抗频偏能力。
[0099]
图8为不同方法频偏估计精度性能仿真曲线。假设调制方式为64apsk， 归一化频偏fdt＝0.02，相偏θ＝3π/8，eb/n0＝15db，导频长度设置l为 35，实验的仿真次数为10000次。从仿真结果可知，m＆m方法频偏估计精度 最差；l＆r方法估计性能随信噪比升高逐渐变差，主要原因是l＆r方法基于 mpsk调制推导，不适用于apsk调制；使用自相关算子修正项进行频偏估 计的估计精度与fitz方法性能接近，优于l＆r和m＆m方法。
[0100]
图9为不同方法频偏估计范围仿真曲线。假设调制方式为64apsk，归一 化频偏fdt∈[-0.5，0.5]，相偏θ＝3π/8，eb/n0＝15db，导频长度设置l为 35，实验的仿真次数为10000次。图9可以看出，fitz方法频偏估计范围最小， 约为(-0.028，0.028)；l＆r方法次之；基于自相关算子修正项进行频偏估计的 估计范围能达到(-0.48，0.48)，这是由于去相位折叠模块补偿了自相关算子中 相位折叠的部分，因此使得频偏估计范围大大提升，仿真结果与公式推导结 论一致。
[0101]
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其 限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术 人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或 者对其中部分技术特征进行等同替换，但这些修改或者替换，并不使相应技 术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。