信号处理的方法和装置与流程

1.本技术涉及雷达技术领域，并且更具体的，涉及一种信号处理的方法和装置。


背景技术：

2.随着社会的发展，智能交通、智能家居、智能机器人等正在逐步进入人们的日常生活中。传感器在各种智能电子设备上发挥着十分重要的作用。安装在智能电子设备的各式各样的雷达传感器，比如毫米波雷达，激光雷达，超声波雷达等，可以进行目标探测和识别，例如感知周围的环境，进行移动物体的辨识与追踪，以及静止场景的识别等。传感器能够提高智能电子设备对环境的感知能力，实现智能化的交通运输、智能家居、智能机器人等。
3.在雷达系统中，可以根据高分辨率的雷达成像结果来实现高分辨率的目标探测和识别，例如高分辨率的合成孔径雷达(synthetic aperture radar，sar)。其中，可以通过发射超宽带线性调频信号来实现雷达的距离维的高分辨率。通常，0.05米距离维的高分辨率对应的雷达发射带宽在3ghz以上。在直接采集接收模式下，超宽带的信号得到的雷达回波频率响应特性不理想，会引入较多的幅度和相位误差，难以实现理想的脉压结果。因此，发射3ghz以上超宽带的信号需要保证雷达系统环境的高要求和大带宽信号的高线性度。此外，接收机直接接收如此大带宽的信号，需要超高速的模数(a/d)转换器和存储器，这给接收器的同相正交(i/q)检波带来巨大的压力，增加了系统的复杂度和成本。
4.考虑到实际系统复杂度和成本情况，可以通过步进频多子带信号来合成超宽带信号，实现距离向的高分辨率成像。在多子带雷达系统中，各个子带信号之间的相位失配，将导致距离脉冲响应的恶化，影响子带相干合成的效果。多子带带宽分布包括子带重叠模式、毗邻模式和子带间隔模式等三种模式。目前，可以对子带重叠模式下重叠子带的公共部分进行干涉相位提取来估计子带信号之间的相位误差，并根据该相位误差进行补偿，来实现子带拼接。但是，该方案并不能对子带毗邻模式和子带间隔模式实现子带拼接。因此，亟需一种适用于子带重叠模式、子带毗邻模式和子带间隔模式等三种模式下的带宽合成的方案。


技术实现要素：

5.本技术提供一种信号处理的方法和装置，能够实现子带重叠模式、子带毗邻模式和子带间隔模式的子带拼接。
6.第一方面，提供了一种信号处理的方法，包括：
7.获取第一子带的第一距离向时域信号和与所述第一子带相邻的第二子带的第二距离向时域信号；
8.将所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号合成叠加得到第三距离向时域信号；
9.获取所述第三距离向时域信号的第一峰值点和第二峰值点；
10.根据所述第一峰值点和所述第二峰值点，确定所述第一距离向时域信号与所述第
二距离向时域信号之间的常数相位误差θ
err
，θ
err
∈[0，2π]。
[0011]
因此，本技术实施例通过对相邻子带的距离向时域信号进行合成叠加，获得拼接后的带宽合成信号，并获取该拼接后的带宽合成信号中的两个峰值点，例如第一峰值点和第二峰值点。由于带宽合成信号中的该两个峰值点与拼接前的该相邻的两个子带之间的常数相位相关，因此本技术实施例能够根据这两个峰值点，获得该相邻子带之间的常数相位误差。由于本技术实施例在确定常数相位误差的过程并未涉及相邻子带的重叠子带公共频谱部分，因此本技术实施例能够提高频谱利用率，并且能够适用于子带重叠模式、子带毗邻模式和子带间隔模式等三种模式。
[0012]
结合第一方面，在第一方面的某些实现方式中，所述第一峰值点为所述第三距离向时域信号的主瓣对应的峰值点，所述第二峰值点为所述第三距离向时域信号的主峰相邻的第一旁瓣对应的峰值点，其中，所述第一旁瓣对应的峰值点高于所述第三距离向时域信号的主峰相邻的第二旁瓣对应的峰值点。也就是说，第二峰值点为第三距离向时域信号中第二高峰对应的峰值点。
[0013]
其中，所述根据所述第一峰值点和所述第二峰值点，确定所述第一距离向时域信号与所述第二距离向时域信号之间的常数相位误差θ
err
，包括：
[0014]
根据所述第一峰值点和所述第二峰值点的差值，确定所述第三距离向时域信号的剩余常数相位误差δθ，其中，所述第三距离向时域信号是对所述常数相位误差θ
err
进行第一补偿值θ的补偿得到的，δθ＝θ-θ
err
，δθ∈[0，2π]，θ∈[0，2π]；
[0015]
根据所述剩余常数相位误差δθ和所述第一补偿值θ，确定所述常数相位误差θ
err
。
[0016]
其中，剩余常数相位误差δθ与第一峰值点和第二峰值点之间的差值具有映射关系。由于剩余常数相位误差δθ与常数相位误差θ
err
之间也具有映射关系，因此常数相位误差θ
err
与第一峰值点和第二峰值点之间的差值也具有映射关系。这里，可以将常数相位误差θ
err
与第一峰值点和第二峰值点之间的差值之间的该映射关系称为主瓣分裂运算模型。
[0017]
因此，本技术实施例通过获取带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣(即第二高峰对应的旁瓣)的差值，并根据带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣的差值与剩余常数相位误差δθ的映射关系，以及剩余常数相位误差δθ与常数相位误差θ
err
的映射关系，即基于主瓣分裂逆运算模型，获得子带间的常数相位误差θ
err
。
[0018]
结合第一方面，在第一方面的某些实现方式中，当所述第一旁瓣对应的峰值点在所述主瓣对应的峰值点左侧时时，所述剩余常数相位误差δθ的取值范围为[0，π]，也就是说，此时第一旁瓣为主瓣左侧相邻旁瓣。
[0019]
当所述第一旁瓣对应的峰值点在在所述主瓣对应的峰值点右侧时，所述剩余常数相位误差δθ的取值范围为[π，2π]，也就是说，此时第一旁瓣为主瓣右侧相邻旁瓣。
[0020]
这样，可以进一步根据第一旁瓣相对主瓣的位置，即第一旁瓣为左侧相邻旁瓣还是右侧相邻旁瓣，获取剩余常数相位误差δθ的取值范围，进而能够有助于更准确的根据主瓣的峰值点和第一旁瓣的峰值点的差值，确定对应的剩余常数相位误差δθ。
[0021]
结合第一方面，在第一方面的某些实现方式中，所述根据所述第一峰值点和所述第二峰值点的差值，确定所述第三距离向时域信号的剩余常数相位误差δθ，包括：
[0022]
在所述第三距离向时域信号的主瓣对应的峰值点与所述第一旁瓣对应的峰值点的差值为最小值时，确定所述剩余常数相位误差δθ为π。这里，差值的最小值包括差值为0
以及差值近似为0，本技术实施例对此不作限定。
[0023]
因此，本技术实施例通过获取带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣的差值的最小值(即为0或近似为0)，并根据带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣的差值为最小值时，剩余常数相位误差δθ为π，此时θ
err
＝θ-π，将该带宽合成信号对应的补偿值θ代入，即可获得子带间的常数相位误差θ
err
。
[0024]
结合第一方面，在第一方面的某些实现方式中，所述第一距离向时域信号表示为如下公式：
[0025][0026]
所述第二距离向时域信号表示为如下公式：
[0027][0028]
所述第三距离向时域信号如下公式所示：
[0029][0030]
其中，r1(tq)＝sin c(2γttq)，r2(tq)＝sin c(γttq)sin(πγttq)，rd(tq；θ)表示所述第三距离向时域信号，ri(tq)表示第i子带在距离tq时刻的距离向时域信号，其中i∈[1，i]，i表示需要进行带宽合成的子带的个数，q∈[1，q]表示距离离散采样时刻，q表示距离离散采样总的时刻，sin c(γttq)表示信号距离向包络信号，γ表示距离线性调频斜率，t表示雷达发射时间周期，表示信号距离向相位信息，表示子带间信号距离向相位误差信息。
[0031]
结合第一方面，在第一方面的某些实现方式中，所述第一峰值点为所述第三距离向时域信号的主瓣左侧相邻旁瓣对应的峰值点，所述第二峰值点为所述第三距离向时域信号的主瓣右侧相邻旁瓣对应的峰值点；
[0032]
其中，所述根据所述第一峰值点和所述第二峰值点，确定所述第一距离向时域信号与所述第二距离向时域信号之间的常数相位误差θ
err
，包括：
[0033]
根据所述第一峰值点和所述第二峰值点的差值，以及所述差值与所述常数相位误差θ
err
的第一映射关系，确定所述常数相位误差θ
err
。
[0034]
这里，可以将常数相位误差与第一峰值点和所述第二峰值点的差值之间的该第一映射关系称为左右旁瓣均衡模型。
[0035]
因此，本技术实施例通过获取带宽合成信号中主瓣左侧相邻旁瓣和右侧相邻旁瓣的差值，并根据带宽合成信号中主瓣左侧相邻旁瓣和右侧相邻旁瓣的差值与相邻子带间的常数相位误差θ
err
的映射关系即，基于左右旁瓣均衡模型，获得子带间的常数相位误差θ
err
。
[0036]
结合第一方面，在第一方面的某些实现方式中，所述根据所述第一峰值点和所述第二峰值点，确定所述第一距离向时域信号与所述第二距离向时域信号之间的常数相位误差θ
err
之前，还包括：
[0037]
获取所述主瓣左侧相邻旁瓣与所述常数相位误差θ
err
的第二映射关系；
[0038]
获取所述主瓣右侧相邻旁瓣与所述常数相位误差θ
err
的第三映射关系；
[0039]
根据所述第一映射关系和所述第二映射关系，确定所述第一映射关系。
[0040]
因此，本技术实施例在获取第三距离向时域信号之后，可以分别获取第三距离向
时域信号的主瓣左侧相邻旁瓣与常数相位误差θ
err
的第二映射关系，以及主瓣右侧相邻旁瓣与常数相位误差θ
err
的第三映射关系，进而根据该第二映射关系和第三映射关系，确定第一映射关系。
[0041]
结合第一方面，在第一方面的某些实现方式中，所述第一映射关系如下公式所示：
[0042][0043]
其中，p(θ
err
)表示所述第一峰值点和所述第二峰值点的差值。
[0044]
结合第一方面，在第一方面的某些实现方式中，所述第一距离向时域信号表示为如下公式：
[0045][0046]
所述第二距离向时域信号表示为如下公式：
[0047][0048]
所述第三距离向时域信号如下公式所示：
[0049][0050]
所述第三距离向时域信号的主瓣左侧相邻旁瓣q
l
(θ
err
)满足如下公式：
[0051][0052]
所述第三距离向时域信号的主瓣右侧相邻旁瓣qr(θ
err
)满足如下公式：
[0053][0054]
其中，q(tq)表示所述第三距离向时域信号，ri(tq)表示第i子带在距离tq时刻的距离向时域信号，其中i∈[1，i]，i表示需要进行带宽合成的子带的个数，q∈[1，q]表示距离离散采样时刻，q表示距离离散采样总的时刻，sin c(γttq)表示信号距离向包络信号，γ表示距离线性调频斜率，t表示雷达发射时间周期，表示信号距离向相位信息，表示子带间信号距离向相位误差信息。
[0055]
结合第一方面，在第一方面的某些实现方式中，还包括：
[0056]
根据所述常数相位误差θ
err
，确定常数相位误差补偿函数；
[0057]
根据所述常数相位误差补偿函数，对所述第一距离向时域信号或第二距离向时域信号进行补偿；
[0058]
将补偿后的所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号合成叠加得到第四距离向时域信号。
[0059]
因此，本技术实施例在获取相邻子带之间的常数相位误差补偿之后，可以根据该常数相位误差对相邻子带进行补偿，并对补偿后的相邻子带进行带宽合成，获得距离向高分辨率的雷达成像图。由于本技术实施例在确定常数相位误差的过程并未涉及相邻子带的重叠子带公共频谱部分，因此本技术实施例的带宽合成方案能够提高频谱利用率，并且能够适用于子带重叠模式、子带毗邻模式和子带间隔模式等三种模式。
[0060]
结合第一方面，在第一方面的某些实现方式中，所述将所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号合成叠加得到第三距离向时域信号之前，还包括：
[0061]
分别对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号进行通道幅度校准；
[0062]
对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号按照载频频点顺序依次进行重新排列；
[0063]
分别对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号的子带内的高阶相位误差进行补偿；
[0064]
对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号之间的一阶相位误差进行补偿。
[0065]
由于本技术示例例通过对该相邻子带内的幅相特性进行校准，对该相邻子带的信号按照载频频点顺序依次进行重新排列，以及对该相邻子带内的高阶相位误差分别进行补偿、相邻子带间的一阶相位误差进行补偿，使得在获取相邻子带之间的常数相位误差之前，相邻子带之间的误差只剩下常数相位误差，从而本技术实施例能够根据合成后的带宽合成结果的相关峰值点与该剩余常数相位误差之间的映射关系，来准确地获取相邻子带间的常数相位误差。
[0066]
第二方面，提供了一种信号处理的装置，包括：
[0067]
获取单元，用于获取第一子带的第一距离向时域信号和与所述第一子带相邻的第二子带的第二距离向时域信号；
[0068]
合成单元，用于将所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号合成叠加得到第三距离向时域信号；
[0069]
所述获取单元还用于获取所述第三距离向时域信号的第一峰值点和第二峰值点；
[0070]
确定单元，用于根据所述第一峰值点和所述第二峰值点，确定所述第一距离向时域信号与所述第二距离向时域信号之间的常数相位误差θ
err
，θ
err
∈[0，2π]。
[0071]
结合第二方面，在第二方面的某些实现方式中，所述第一峰值点为所述第三距离向时域信号的主瓣对应的峰值点，所述第二峰值点为所述第三距离向时域信号的主峰相邻的第一旁瓣对应的峰值点，其中，所述第一旁瓣对应的峰值点高于所述第三距离向时域信号的主峰相邻的第二旁瓣对应的峰值点；
[0072]
其中，确定单元具体用于：
[0073]
根据所述第一峰值点和所述第二峰值点的差值，确定所述第三距离向时域信号的剩余常数相位误差δθ，其中，所述第三距离向时域信号是对所述常数相位误差θ
err
进行第一补偿值θ的补偿得到的，δθ＝θ-θ
err
，δθ∈[0，2π]，θ∈[0，2π]；
[0074]
根据所述剩余常数相位误差δθ和所述第一补偿值θ，确定所述常数相位误差θ
err
。
[0075]
结合第二方面，在第二方面的某些实现方式中，当所述第一旁瓣对应的峰值点在所述主瓣对应的峰值点左侧时时，所述剩余常数相位误差δθ的取值范围为[0，π]；
[0076]
当所述第一旁瓣对应的峰值点在在所述主瓣对应的峰值点右侧时，所述剩余常数相位误差δθ的取值范围为[π，2π]。
[0077]
结合第二方面，在第二方面的某些实现方式中，所述确定单元具体用于：
[0078]
在所述第三距离向时域信号的主瓣对应的峰值点与所述第一旁瓣对应的峰值点的差值为最小值时，确定所述剩余常数相位误差δθ为π。
[0079]
结合第二方面，在第二方面的某些实现方式中，所述第一距离向时域信号表示为如下公式：
[0080][0081]
所述第二距离向时域信号表示为如下公式：
[0082][0083]
所述第三距离向时域信号如下公式所示：
[0084][0085]
其中，r1(tq)＝sin c(2γttq)，r2(tq)＝sin c(γttq)sin(πγttq)，rd(tq；θ)表示所述第三距离向时域信号，ri(tq)表示第i子带在距离tq时刻的距离向时域信号，其中i∈[1，i]，i表示需要进行带宽合成的子带的个数，q∈[1，q]表示距离离散采样时刻，q表示距离离散采样总的时刻，sin c(γttq)表示信号距离向包络信号，γ表示距离线性调频斜率，t表示雷达发射时间周期，表示信号距离向相位信息，表示子带间信号距离向相位误差信息。
[0086]
结合第二方面，在第二方面的某些实现方式中，所述第一峰值点为所述第三距离向时域信号的主瓣左侧相邻旁瓣对应的峰值点，所述第二峰值点为所述第三距离向时域信号的主瓣右侧相邻旁瓣对应的峰值点；
[0087]
其中，所述确定单元具体用于：
[0088]
根据所述第一峰值点和所述第二峰值点的差值，以及所述差值与所述常数相位误差θ
err
的第一映射关系，确定所述常数相位误差θ
err
。
[0089]
结合第二方面，在第二方面的某些实现方式中，所述获取单元还用于：
[0090]
获取所述主瓣左侧相邻旁瓣与所述常数相位误差θ
err
的第二映射关系；
[0091]
获取所述主瓣右侧相邻旁瓣与所述常数相位误差θ
err
的第三映射关系；
[0092]
根据所述第一映射关系和所述第二映射关系，确定所述第一映射关系。
[0093]
结合第二方面，在第二方面的某些实现方式中，所述第一映射关系如下公式所示：
[0094][0095]
其中，p(θ
err
)表示所述第一峰值点和所述第二峰值点的差值。
[0096]
结合第二方面，在第二方面的某些实现方式中，所述第一距离向时域信号表示为如下公式：
[0097][0098]
所述第二距离向时域信号表示为如下公式：
[0099][0100]
所述第三距离向时域信号如下公式所示：
[0101][0102]
所述第三距离向时域信号的主瓣左侧相邻旁瓣q
l
(θ
err
)满足如下公式：
[0103][0104]
所述第三距离向时域信号的主瓣右侧相邻旁瓣qr(θ
err
)满足如下公式：
[0105][0106]
其中，q(tq)表示所述第三距离向时域信号，ri(tq)表示第i子带在距离tq时刻的距离向时域信号，其中i∈[1，i]，i表示需要进行带宽合成的子带的个数，q∈[1，q]表示距离离散采样时刻，q表示距离离散采样总的时刻，sin c(γttq)表示信号距离向包络信号，γ表示距离线性调频斜率，t表示雷达发射时间周期，表示信号距离向相位信息，表示子带间信号距离向相位误差信息。
[0107]
结合第二方面，在第二方面的某些实现方式中，所述确定单元还用于根据所述常数相位误差θ
err
，确定常数相位误差补偿函数；
[0108]
补偿单元，用于根据所述常数相位误差补偿函数，对所述第一距离向时域信号或第二距离向时域信号进行补偿；
[0109]
所述合并单元还用于将补偿后的所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号合成叠加得到第四距离向时域信号。
[0110]
结合第二方面，在第二方面的某些实现方式中，还包括：
[0111]
通道幅度校准单元，用于分别对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号进行通道幅度校准；
[0112]
频谱搬移单元，用于对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号按照载频频点顺序依次进行重新排列；
[0113]
高阶相位误差补偿单元，用于分别对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号的子带内的高阶相位误差进行补偿；
[0114]
一阶相位误差补偿单元，用于对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号之间的一阶相位误差进行补偿。
[0115]
第三方面，提供了一种信号处理的装置，包括：处理器。其中，该处理器用于执行存储器存储的指令，并且当该处理器执行存储器存储的指令时，该执行使得该信号处理的装置执行第一方面或第一方面的任意可能的实现方式中的方法。
[0116]
可选的，该信号处理的装置还包括上述存储器。
[0117]
第四方面，提供了一种计算机可读介质，用于存储计算机程序，该计算机程序包括用于执行第一方面或第一方面的任意可能的实现方式中的方法的指令。
[0118]
第五方面，提供了一种包含指令的计算机程序产品，当该计算机程序产品在计算机上运行时，使得该计算机执行第一方面或第一方面的任意一种可能的实现方式。
[0119]
第六方面，提供了一种芯片，包括处理器和通信接口，所述处理器用于从所述通信接口调用并运行指令，当所述处理器执行所述指令时，实现上述第一方面或第一方面中的任意可能的实现方式中的方法。
[0120]
应理解，本技术的第二至第六方面及对应的实现方式所取得的有益效果参见本技术的第一方面及对应的实现方式所取得的有益效果，不再赘述。
附图说明
[0121]
图1是本技术实施例提供的一种雷达装置的示意性框图；
[0122]
图2是步多子带信号带宽合成前单个子带信号和合成后的宽带信号距离剖面对比结果；
[0123]
图3是本技术实施例提供另一种雷达装置的示意性框图；
[0124]
图4是本技术实施例提供的一种获取雷达成像图的方法的示意性流程图；
[0125]
图5是多子带回波信号的带宽分部的三种示意图；
[0126]
图6是通道幅度校准前和校准后的子带内的幅相特性的对比图；
[0127]
图7是多子带回波信号按照载频频点顺序依次进行排列的三种示意图；
[0128]
图8是本技术实施例中r1(tq)的距离脉冲函数响应的一个示意图和r2(tq)的距离脉冲响应函数的一个示意图；
[0129]
图9是本技术实施例的合成带宽脉压结果；
[0130]
图10是剩余常数相位误差δθ与合成带宽脉压结果的主瓣和第一旁瓣的差值的一种映射图；
[0131]
图11是对两个子带进行带宽合成前后距离脉压包络线的对比示意图；
[0132]
图12是本技术实施例提供的一种信号处理的方法的示意性流程图；
[0133]
图13是本技术实施例提供的一种信号处理的装置的示意性框图；
[0134]
图14是本技术实施例提供的另一种信号处理的装置的示意性框图。
具体实施方式
[0135]
下面将结合附图，对本技术中的技术方案进行描述。
[0136]
图1示出了本技术实施例提供的信号处理的方法所应用的一种雷达装置100的示意性框图。示例性的，该雷达装置100可以为毫米波雷达，激光雷达，超声波雷达、sar等，本技术实施例对此不作限定。该雷达装置100可应用于智能交通、机场异物智能检测、机载\星载雷达成像测绘，智能家居、智能机器人等智能场景中。
[0137]
示例性的，在智能交通场景中，雷达装置100可以安装在智能监测设备或智能运输设备上。智能监测设备例如可以设置在智慧路口、高速龙门吊上，因此其分辨率高，可以对来往车辆进行高分辨的检测，实现高性能的交通监管。智能监测设备又例如可以设置在路侧监控设备以及智能运输设备上，对道路上的移动物体进行辨识与追踪，以及对静止物体(例如车道线、标示牌)进行识别，以提高整体道路的安全性能。
[0138]
如图1所示，该雷达装置100至少包括发射器110、接收器120、信号处理器130和天线140。其中，发射器110用于通过天线140发射雷达波信号。接收器120用于通过天线140接收雷达波信号的回波信号。这里，雷达波信号的回波信号是该雷达波信号经该装置100的探测区域内的目标反射产生的信号。该信号处理器130与接收器120连接，用于对该回波信号进行信号处理。
[0139]
在一种可能的实现方式中，发射器110可以发射超宽带雷达波信号，例如超宽带线性调频信号。示例性的，该雷达信号的发射带宽可以在4ghz以上，以获得分辨率小于0.04m以下距离维(即距离向)的高分辨率的雷达成像结果。
[0140]
在另一种可能的实现方式中，发射器110还可以发射步进频多子带信号。由于该步
进频多子带信号能够合成超宽带信号，因此通过发射该步进频多子带信号也能够获得距离维的高分辨率的雷达成像结果。
[0141]
本技术实施例中，接收器120可以获取多子带的回波信号。通过对接收器120获取的该多子带的回波信号合成超宽带信号，能够实现距离维的高分辨率成像。图2示出了步进频多子带信号带宽合成前单个子带信号和合成后的宽带信号距离剖面对比结果，可见带宽合成后目标的雷达距离维分辨率更高，目标中相邻的结构部件可以得到有效分离，有利于后期的目标检测和识别。
[0142]
在一种可能的实现方式中，当发射器110发射超宽带雷达波信号时，接收器120可以通过天线140接收到超宽带的回波信号。此时，接收器120由于受到ad采集速率限制，无法直接采集大带宽信号，可以根据该超宽带的回波信号，进行滤波处理，将超宽带回波信号划分多个子带信号，从而接收机可以获得多子带的回波信号。示例性的，接收器110可以通过多个不同滤波带宽的滤波器对该超带宽的回波信号进行滤波，获取多子带的回波信号。
[0143]
在一种可能的实现方式中，当发射器110发射步进频多子带信号时，接收器120可以通过天线140接收到步进频多子带的回波信号。
[0144]
本技术实施例中，信号处理器130用于对接收器120获得的多子带的回波信号进行处理，例如对该多子带的回波信号进行子带内的相位误差的估计和补偿，子带间的相位误差估计和补偿，或多子带的相干合成、雷达成像等处理，本技术实施例对此不作限定。
[0145]
图3示出了本技术实施例提供的信号处理的方法所应用的另一种雷达装置300的示意性框图。装置300可以为装置100的一个具体示例。
[0146]
如图3所示，装置300中可以包括发射机301、本振302、波形产生器303、天线304、接收机305、低噪放306、混频器307、滤波器308、正交解调器309、a/d采样310以及信号处理器311。其中，发射机301、本振302、波形产生器303可以包含于发射器中，作为图1中发射器110的一个具体示例。接收机305、低噪放306、混频器307、滤波器308、正交解309、a/d采样310等可以包含于接收器中，作为图1中接收器120的一个具体示例。信号处理器311为图1中信号处理器130的一个具体示例。
[0147]
其中，波形产生器303可以用于产生雷达发射线性调频波形，例如可以产生超宽带信号。本振302用于提供固定震荡频率的本振信号。示例性的，线性调频波形可以通过本振信号上变频到对应的发射频点上。发射机301用于通过天线304发射上变频之后的雷达波信号。
[0148]
接收机305用于通过天线304接收雷达波信号的回波信号。低噪放306，也称低噪声放大器，用于对接收机305接收的高频或中频回波信号进行放大。混频器307，用于将接收机305接收到的高频的回波信号和本振频率进行“混频”转换到中频频率上。滤波器308，用于对雷达回波信号进行滤波分割，得到各个子带。正交解调器309，将中频输出信号变换为正交的基带信号，即i、q分量，以获得回波信号中的幅度和相位。a/d采样器310，用于将模拟信号直接转换成数字信号。信号处理器311用于对a/d采样器311获得的数字信号进行处理。
[0149]
在一种可能的实现方式中，如图3所示，滤波器308的数量可以为n个，每个滤波器分别用于对不同频带的回波信号进行选通。其中，n为大于1的正整数。相应的，正交解调器309、a/d采样器的数量与滤波器308相同，分别用于对一个滤波器获得的子带进行正交解调和a/d采样。
[0150]
在图1或图3所示的雷达装置中，信号处理单元在获取多子带的回波信号之后，需要对多子带回波信号进行子带拼接，合成超宽带回波信号，以获取距离维的高分辨率的雷达成像结果。下面，将结合图4至图11描述子带拼接的过程。
[0151]
图4示出了一种获取雷达成像图的方法400的示意性流程图。作为示例，方法400可以由雷达装置执行，例如图1中的雷达装置100或图3中的雷达装置300。进一步的，方法400可以由雷达装置中的信号处理单元执行。或者，在另一些实施例中，方法400也可以由设置于雷达装置外部的处理单元，例如车载计算系统、或云端服务器等执行，本技术对此不作限定。
[0152]
应理解，图4示出了获取雷达成像图的方法的步骤或操作，但这些步骤或操作仅是示例，本技术实施例还可以执行其他操作或者图4中的各个操作的变形。此外，图4中的各个步骤可以按照与图4呈现的不同的顺序来执行，并且有可能并非要执行图4中的全部操作。如图4所示，方法400包括步骤401至步骤408。
[0153]
401，获取多子带回波信号。
[0154]
作为示例，信号处理单元可以从多个a/d采样器中获取多子带回波信号，。
[0155]
图5示出了本技术实施例可以获取的多子带回波信号的带宽分部的三种示意图。其中，(a)图中多子带信号为子带重叠频带模式下的多子带信号，(b)图中多子带信号为子带毗邻模式下的多子带信号，(c)图中多子带信号为子带间隔模式下的多子带信号。由图5可知，(a)图中多子带信号之间具有重叠频带，(b)图和(c)图中多子带信号之间不具有重叠频带。
[0156]
402，进行通道幅度校准。具体的，可以对多子带回波信号中的每个子带回波信号进行通道幅度校准。
[0157]
在一些实施例中，由于雷达波信号的回波信号在雷达硬件(例如接收机、低噪放、滤波器等)的射频传输转换中存在误差，子带回波信号存在子带内的幅相特性不理想。此时，可以对子带回波信号进行通道幅度校准，以实现对子带回波信号的包络级别的补偿。
[0158]
作为示例，可以通过对距离频域信号沿着方位进行叠加，统计和高阶平滑拟合处理得到距离频谱分布曲线函数。然后，可以对频谱分布曲线函数进行求倒数操作，得到频谱幅度误差补偿函数。利用该补偿函数对子带回波信号的频谱幅度进行补偿，就可以实现通道内的幅度校准，获得理想的雷达响应函数，该理想的响应函数例如可以为一个门函数。
[0159]
图6中(a)图示出了通道幅度校准前的子带内的幅相特性的一个示例，其中子带的频谱幅度不平坦，起伏比较严重。图6中(b)图示出了通道幅度校准后的子带内的幅相特性的一个示例。可见，校正之后子带内的频谱幅度变得平坦。因此，通过对子带回波信号进行通道幅度校准，能够对子带内的频谱幅度误差进行补偿，获得理想的子带内的幅相特性，有助于提高后续子带拼接的效果。相反的，如果不对子带内的频谱幅度误差进行补偿，将会影响后续子带拼接的结果。
[0160]
需要说明的是，在对多个子带回波信号进行通道幅度校准之后，每个子带回波信号的幅度大小是相同的。在一些可能的实现方式中，在对每个子带回波信号分别进行通道幅度校准之后，可以对该多个子带回波信号的幅度进行归一化处理，使得每个子带回波信号的幅度大小相同。
[0161]
403，进行频谱搬移。具体的，可以对多子带回波信号按照载频频点顺序依次进行
重新排列。
[0162]
作为示例，可以对各个子带回波信号进行多倍升采样。一种可能的实现方式，当获得n个子带回波信号时，可以进行n倍上采样，其中n为大于1的正整数。通常对子带信号进行升采样过程，可以将子带信号转到距离频域，并在频域两端进行补零操作(补零的长度可以等于距离向点数乘以(n-1))，并乘以常规的转移函数，从而实现将多个子带信号按照载频频点顺序依次进行重新排列，为后续误差估计和子带拼接做准备。
[0163]
图7示出了多子带回波信号按照载频频点顺序依次进行排列的三种示意图。其中，(a)图为子带重叠模式下的多个子带信号，其中k＝1、k＝2、k＝3的子带对应的载频频点依次增大，并且k＝1的子带和k＝2的子带之间存在重叠频带，k＝2的子带和k＝3的子带之间存在重叠频点。(b)图为子带毗邻模式下的多个子带信号，其中k＝1、k＝2、k＝3、k＝4的子带对应的载频频点依次增大，并且k＝1的子带和k＝2的子带之间，k＝2的子带和k＝3的子带之间，k＝3的子带和k＝4的子带之间均毗邻，即不具有重叠频带。(c)图为子带间隔模式下的多个子带信号，其中k＝1、k＝2子带对应的载频频点依次增大，并且k＝1的子带和k＝2的子带之间具有频带间隔。
[0164]
在一些实施例中，在对子带回波信号进行包络级别的补偿(即步骤402)和频谱搬移(即步骤403)之后，需要对子带回波信号的相位级别的误差(即相位误差)进行估计和补偿。其中，相位误差可以包括子带内的高阶相位误差和子带间的低阶相位误差。子带间的低阶相位误差包含一阶相位误差(也称为一阶线性相位误差)和零阶相位误差(通常称为常数相位误差)。以下步骤404至406将分别对子带回波信号的高阶相位误差、一阶相位误差和常数相位误差进行估计和补偿的过程进行描述。
[0165]
404，进行高阶相位误差估计和补偿。具体的，可以对每个子带回波信号内的高阶相位误差进行估计和补偿。
[0166]
在一种可能的实现方式中，可以基于距离向能量对比度增强的相位寻优算法进行高阶相位误差估计。示例性的，可以利用图像能量对比度作为图像聚焦的衡量准则，不断调整相位误差的估计值进行寻优操作。相应的，在图像对比度函数最大时对应的距离向高阶相位误差即为所求的高阶相位误差。这个寻优过程是以高阶相位误差为自变量，图像对比度为代价函数的优化问题。作为具体的例子，对比度可以定义为sar图像各个方位单元数据幅度方差与均值平方的比值，通过对比度寻优操作，即可使得单子带回波信号的距离脉压结果得到良好聚焦(例如可以表现为主峰左右分布着对称的低旁瓣)。
[0167]
在另一种可能的实现方式中，可以基于雷达装置的内定标信号进行高阶相位误差的估计。在雷达装置中，可以对雷达发射器配置定标回路。雷达装置通过发射一路内部回路信号，经过雷达接收机可以接收该内部回路信号对应的内定标信号。内定标信号经过了雷达收发链路，与实测回波信号拥有一样的收发链路特性，因此可以根据接收的内定标信号进行高阶相位误差提取，并对子带回波信号内的高阶相位误差进行补偿。
[0168]
405，进行一阶相位误差估计和补偿。具体的，可以对多子带回波信号中的相邻子带间的一阶相位误差分别进行估计和补偿。
[0169]
在一种可能的实现方式中，由于一阶线性相位误差的存在，将导致不同子带回波信号中同一个目标脉压后的包络线不在同一个距离，进而导致无法进行相干合成。因此，可以通过计算相邻两个子带回波信号的包络的偏移量，可以得到一阶线性相位误差。示例性
的，可以通过能量相关法，估计相同目标在不同子带回波信号中的包络线的偏移量，然后将该偏移量转换为一阶线性相位的形式对子带回波信号进行补偿，例如可以利用包络搬移函数对偏移量进行补偿，即可实现对子带回波信号的低阶相位误差中的一阶相位误差的补偿。
[0170]
在一些可能的设计中，可以选取多个强散射点信息，分别通过能量相关法进行偏移量的估计，并将估计得到的多个偏移量进行求平均值处理，到偏移量均值。这里，该偏移量均值可以是含有整数部分和小数部分的。通过对子带间的一阶相位误差进行补充，同一个散射点将分布在相邻子带的同一个距离单元里。
[0171]
406，进行常数相位误差估计和补偿。具体的，可以对多子带回波信号中的相邻子带间的常数相位误差分别进行估计和补偿。
[0172]
由于相邻子带间存在常数相位误差，会导致拼接得到的带宽合成信号的主瓣分裂，旁瓣提升，将直接影响子带拼接的质量。最严重的情况，当常数相位误差足够大时，拼接后的带宽合成信号的主瓣可能会分裂为两个主瓣，使得目标存在主瓣和分裂的伪主瓣，严重影响雷达成像质量。
[0173]
由此可知，当对存在常数相位误差的相邻子带进行合成叠加，得到拼接后的带宽合成信号时，该拼接后的带宽合成信号中的相关峰值点(例如主瓣或左右旁瓣对应的峰值点)，与拼接前的相邻的子带之间的常数相位误差相关。基于此，可以根据拼接后的带宽合成信号中的主瓣或左右旁瓣的相关信息，对相邻子带间的常数相位误差进行估计。
[0174]
为了对相邻子带间的常数相位误差进行估计，本技术实施例提出了两种运算模型，分别为主瓣分裂逆运算模型和左右旁瓣均衡模型。下面，对上述两种模型进行常数相位估计的过程进行描述。
[0175]
(一)、基于主瓣分裂逆运算模型的子带间常数相位估计
[0176]
主瓣分裂逆运算模型用于表征带宽合成信号中的主瓣(即主峰)的峰值点和与该主峰相邻的第一旁瓣的峰值点的差值(该差值也可以成为峰值旁瓣比)与相邻子带的子带间常数相位误差之间的映射关系。这里，第一旁瓣对应的峰值点高于该主峰相邻的另一第二旁瓣的峰值点，即该第一旁瓣为第二强峰。其中，第一旁瓣可以为左旁瓣，或者可以为右旁瓣，不作限定。
[0177]
在基于主瓣分裂逆运算模型的子带间常数相位估计的方案中，将目标的合成叠加后的带宽合成信号中的主瓣的峰值点与相邻旁瓣(即第二强峰)的峰值点的差值代入该主瓣分裂逆运算模型中，即可通过主瓣的峰值点与相邻旁瓣的峰值点的差值与子带间常数相位误差之间的映射关系，得到子带间的常数相位误差。
[0178]
下面，将描述根据该主瓣分裂逆运算模型获取常数相位误差的过程。
[0179]
作为示例，第一子带的第一距离向时域信号可以表示为如下公式(1)：
[0180][0181]
第二子带的第二距离向时域信号可以表示为如下公式(2)：
[0182][0183]
其中，ri(tq)表示第i子带在距离tq时刻的距离向时域信号，其中i∈[1，i]，i表示需要进行带宽合成的子带的个数，q∈[1，q]表示距离离散采样时刻，q表示距离离散采样总
的时刻，sin c(γttq)表示信号距离向包络信号，γ表示距离线性调频斜率，t表示雷达发射时间周期，表示信号距离向相位信息，表示子带间信号距离向相位误差信息，θ
err
表示子带间信号距离向相位误差，θ
err
∈[0，2π]。
[0184]
需要说明的是，这里仅以第一距离向时域信号为公式(1)，第二距离向时域信号为公式(2)为例进行说明，但是本技术实施例并不限于此。例如，第一距离向时域信号还可以为对公式(1)的等价变换，或其他与公式(1)不同的形式，第二距离向时域信号还可以为对公式(2)的等价变换，或其他与公式(2)不同的形式，这都将落入本技术实施例的保护范围。
[0185]
直接对上述包含常数相位误差的第一距离向时域信号和第二距离向时域信号，即公式(1)和公式(2)进行带宽合成叠加(例如相干合成)，可以得到合成的初步结果，如下公式(3)所示：
[0186][0187]
其中，rd(tq；θ)表示含有相位误差的带宽合成信号，θ表示对常数相位误差θ
err
的补偿值，θ∈[0，2π]。因此，在上述公式(3)中，θ为自变量，第一子带和第二子带的带宽合成信号rd(tq；θ)随着θ取值的不同而不同。也就是说，对于每个带宽合成信号，均对应一个特定的θ的取值。
[0188]
进一步的，对公式(3)进行推导，可以得到如下公式(4)：
[0189][0190]
其中：
[0191]
r1(tq)＝sin c(2γttq)
[0192]
r2(tq)＝sin c(γttq)sin(πγttq)
[0193]
可以理解的是，上述公式(3)和公式(4)均表示带宽合成信号，也可以称为第三距离向时域信号。
[0194]
在公式(4)中，r1(tq)为带宽合成信号中的第一组距离脉冲响应函数，r2(tq)为带宽合成信号中的第二组距离脉冲响应函数。图8中的(a)图示出了r1(tq)的距离脉冲函数响应的一个示意图，(b)图示出了r2(tq)的距离脉冲响应函数的一个示意图。
[0195]
如图8中(a)图所示，r1(tq)的仿真函数的带宽是原有单子带信号rj(tq)带宽γt的两倍，即为2γt。r1(tq)是想要得到的带宽合成后的理想结果，该项是需要保留的项，需要将其系数最大化，即等于2时，自变量θ等于实际的常数相位误差θ
err
。
[0196]
如图8中(b)图所示，r2(tq)是经过sin(
·
)函数调制的子带信号，在零点位置形成了凹口。该凹口可以理解为是将带宽合成信号进行了分裂，造成目标信号分散，因而会降低图像的信噪比。r2(tq)项将会影响带宽合成的结果，是我们需要抑制的项，需要将其系数抑制到零，此时自变量θ等于实际的常数相位误差θ
err
。综上所述，当自变量θ接近或等于实际的常数相位误差θ
err
时，既能得到想要系数最大化的分量r1(tq)，又能抑制我们不想要的分量r2(tq)。
[0197]
在上述公式(4)中，由于不同的θ取值，将会得到不同的(θ-θ
err
)对应的rd(tq；θ)结果。因此，可以将上述公式(4)重新整理，得到以下公式(5)：
[0198]
rd(tq；δθ)＝(1 e
jδθ
)
·
r1(tq)-j
·
(1-e
jδθ
)
·
r2(tq)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0199]
其中，rd(tq；δθ)也表示带宽合成信号，也可以称为第三距离向时域信号。δθ＝θ-θ
err
，表示对θ
err
进行补偿后的剩余常数相位误差，δθ∈[0，2π]。
[0200]
当δθ由0逐渐增大时，(1 e
jδθ
)逐渐变小，(1-e
jδθ
)逐渐变大；当δθ逐渐从π增大到2π时，(1 e
jδθ
)逐渐变大，(1-e
jδθ
)逐渐变小。
[0201]
下面结合图9中对带宽合成信号的仿真结果，描述δθ由0逐渐增大至2π的过程中rd(tq；δθ)的变化情况的一个示例。其中，图9中(a)至(i)图中的合成带宽脉压结果即为带宽合成信号，即第三距离向时域信号。
[0202]
图9中(a)图描述的是δθ＝0时合成带宽脉压结果。其中，rd(tq；δθ)中r1(tq)的系数(1 e
jδθ
)的幅值为2，r1(tq)的作用比值最大，r2(tq)的系数(1-e
jδθ
)的幅值为0，r2(tq)的作用比值最小。此时，合成后的距离向时域信号的主瓣最大。如图9(a)所示，此时主瓣峰值位置为0m，主瓣的峰值点与相邻旁瓣的峰值点的差值为-13.26db。也就是说，当δθ＝0时，常数相位误差θ
err
得到了补偿，相邻子带的距离向时域信号得到了完美的合成叠加。
[0203]
图9中(b)图描述的是的δθ＝π/4时合成带宽脉压结果。在δθ由0增大到π/4时，(1 e
jδθ
)的幅值从2降低到1.85，r1(tq)的作用比值逐渐降低；(1-e
jδθ
)的幅值从0增加到0.77，r2(tq)的作用比值逐渐提升。在这个过程中，合成带宽脉压结果中的左侧旁瓣逐渐提升，主瓣能量逐渐降低。如图9(b)所示，此时主峰位置为0.0183，主瓣的峰值点与相邻左侧旁瓣的峰值点的差值为-9.144db。
[0204]
图9中(c)图描述的是的δθ＝π/2时合成带宽脉压结果。在δθ由π/4增大到π/2时，(1 e
jδθ
)的幅值从1.85降低到1.4l，r1(tq)的作用比值逐渐降低；(1-e
jδθ
)的幅值从0.77增加到1.41，r2(tq)的作用比值逐渐提升。在这个过程中，合成带宽脉压结果中的左侧旁瓣进一步得到提升，主瓣能量进一步降低。如图9(c)所示，此时主峰位置为0.0367，主瓣的峰值点与相邻左侧旁瓣的峰值点的差值为-5.781db。
[0205]
图9中(d)图描述的是的δθ＝3π/4时合成带宽脉压结果。在δθ由π/2增大到3π/4时，(1 e
jδθ
)的幅值从1.41降低到0.77，r1(tq)的作用比值逐渐降低；(1-e
jδθ
)的幅值从1.41增加到1.85，r2(tq)的作用比值逐渐提升。在这个过程中，合成带宽脉压结果中的左侧旁瓣进一步得到提升，主瓣能量进一步降低。如图9(d)所示，此时主峰位置为0.0567，主瓣的峰值点与相邻左侧旁瓣的峰值点的差值为-2.795db。
[0206]
图9中(e)图描述的是的δθ＝π时合成带宽脉压结果。在δθ由3π/4增大到π时，(1 e
jδθ
)的幅值从0.77降低到0，r1(tq)的作用比值为0；(1-e
jδθ
)的幅值从1.85增加到2，r2(tq)的作用比值最大。在这个过程中，合成带宽脉压结果中的左侧旁瓣提升到最大值，且与原有主瓣幅度值相等。此时，可以认为是原来的主瓣分裂成了两个强伪峰。如图9(e)所示，此时主峰位置(即两个强伪峰的位置)为
±
0.075，主瓣的峰值点与相邻旁瓣的峰值点的差值(即两个强伪峰的差值)为0。
[0207]
图9中(f)图描述的是的δθ＝5π/4时合成带宽脉压结果。在δθ由π增大到5π/4时，(1 e
jδθ
)的幅值从0抬升到0.77，r1(tq)的作用比值逐渐提升；(1-e
jδθ
)的幅值从2降低到1.85，r2(tq)的作用比值逐渐降低。在这个过程中，合成带宽脉压结果中的左侧旁瓣已经转变为主瓣了，其幅度逐渐提升，右侧旁瓣的能量逐渐降低。如图9(f)所示，此时主峰位置为-0.0567，主瓣的峰值点与相邻右侧旁瓣的峰值点的差值为-2.795db。
[0208]
图9中(g)图描述的是的δθ＝3π/2时合成带宽脉压结果。在δθ由5π/4增大到3π/2时，(1 e
jδθ
)的幅值从0.77抬升到1.41，r1(tq)的作用比值逐渐提升；(1-e
jδθ
)的幅值从1.85降低到1.41，r2(tq)的作用比值逐渐降低。在这个过程中，合成带宽脉压结果中的主瓣幅度逐渐提升，右侧旁瓣的能量逐渐降低。如图9(g)所示，此时主峰位置为-0.0367，主瓣的峰值点与相邻右侧旁瓣的峰值点的差值为-5.781db。
[0209]
图9中(h)图描述的是的δθ＝7π/4时合成带宽脉压结果。在δθ由3π/2增大到7π/4时，(1 e
jδθ
)的幅值从1.41抬升到1.85，r1(tq)的作用比值逐渐提升；(1-e
jδθ
)的幅值从1.41降低到0.77，r2(tq)的作用比值逐渐降低。在这个过程中，合成带宽脉压结果中的主瓣幅度进一步提升，右侧旁瓣的能量逐渐降低。如图9(h)所示，此时主峰位置为-0.0183，主瓣的峰值点与相邻右侧旁瓣的峰值点的差值为-9.144db。
[0210]
图9中(i)图描述的是δθ＝2π时合成带宽脉压结果。在δθ由7π/4增大到2π时，(1 e
jδθ
)的幅值从1.85抬升到2，r1(tq)的作用比值最大；(1-e
jδθ
)的幅值从0.77降低到0，r2(tq)的作用比值为零。在这个过程中，合成带宽脉压结果中的主瓣幅度进一步提升到最大值，右侧旁瓣的能量逐渐降低到最小值。此时，主瓣峰值位置、主瓣的峰值点与相邻旁瓣的峰值点的差值均与图9(a)图中的响应值相同。
[0211]
根据图9中的仿真结果，可以得到剩余常数相位误差δθ和合成带宽脉压结果的性能之间的映射关系，如下表1所示：
[0212]
表1
[0213][0214]
进一步的，根据图9中的仿真结果，可以得到剩余常数相位误差δθ与合成带宽脉压结果的主瓣和第一旁瓣的差值的映射图。图10示出了该映射图的一个示例。参考图10，当剩余常数相位误差δθ为π时，主瓣和第一旁瓣的差值最小，即为0。在剩余常数相位误差δθ由0增加到π的过程中，主瓣和第一旁瓣的差值线性减小，直至为0。此时，第一旁瓣对应的峰值点在主瓣对应的峰值点的左侧，即第一旁瓣为主峰左侧相邻旁瓣。在剩余常数相位误差δθ由π增加到2π的过程中，主瓣和第一旁瓣的差值线性增大。此时，第一旁瓣对应的峰值点在主瓣对应的峰值点的右侧，即第一旁瓣为主峰右侧相邻旁瓣。
[0215]
需要说明的是，通过上述理论推导过程，可以得到主瓣分裂逆运算模型包含带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣的差值与剩余常数相位误差δθ的映射关系。另外，主瓣分裂逆
运算模型还可以包括剩余常数相位误差δθ与常数相位误差θ
err
的映射关系，即δθ＝θ-θ
err
。因此，通过将带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣的差值代入主瓣分裂逆运算模型，即可根据带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣的差值与剩余常数相位误差δθ的映射关系，以及剩余常数相位误差δθ与常数相位误差θ
err
的映射关系，获得子带间的常数相位误差θ
err
。
[0216]
一种可能的实现方式中，基于图10中的映射关系，可以对于给定的θ值对应的合成带宽脉压结果，测量得到合成带宽脉压结果中最强峰的幅度值，最强峰的位置，以及第二强峰的幅度值。然后，可以根据该最强峰的幅度值与第二强峰的幅度值差值，以及图10中的映射关系，确定剩余常数相位误差δθ的取值。之后，将剩余常数相位误差δθ以及补偿值θ代入δθ＝θ-θ
err
中，获得θ
err
的值。
[0217]
因此，本技术实施例通过获取带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣的差值，并基于主瓣分裂逆运算模型，即根据带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣的差值与剩余常数相位误差δθ的映射关系，以及剩余常数相位误差δθ与常数相位误差θ
err
的映射关系，获得子带间的常数相位误差θ
err
。
[0218]
另一种可能的实现方式中，基于图10中的映射图，可以构造一个目标函数t(δθ)，如下公式(6)所示：
[0219]
t(δθ)＝min[f1(δθ)-f2(δθ)]
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0220]
其中，f1(δθ)表示合成带宽脉压结果中的主瓣峰值，f2(δθ)表示合成带宽脉压结果中的第一旁瓣的峰值。即f1(δθ)对应合成带宽脉压结果中最强峰的幅度值，f2(δθ)对应合成带宽脉压结果中第二强峰的幅度值。
[0221]
在上述公式(6)中，当min[f1(δθ)-f2(δθ)]取最小值(即接近0)时，合成带宽脉压结果中的主瓣分裂为峰值强度基本相同的两个瓣。此时，δθ＝π。将δθ＝π代入δθ＝θ-θ
err
，即可得到子带间的常数相位误差θ
err
，即θ
err
＝θ-π。可以知道的是，当合成带宽脉压结果确定时，在合成叠加过程中对常数相位误差θ
err
的补偿值θ也是确定的，因此可以获得θ
err
的值。
[0222]
因此，本技术实施例通过获取带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣的差值的最小值，并基于主瓣分裂逆运算模型，即根据带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣的差值为最小值时，剩余常数相位误差δθ为π，此时θ
err
＝θ-π，将该带宽合成信号对应的补偿值θ代入，即可获得子带间的常数相位误差θ
err
。
[0223]
(二)、基于左右旁瓣均衡模型的子带间常数相位估计
[0224]
左右旁瓣均衡模型用于表征带宽合成信号中的左右旁瓣的峰值点的差值，与相邻子带的子带间常数相位误差之间的映射关系。通过上文中对带宽合成信号中的仿真图可知，当带宽合成信号的左右旁瓣的峰值相等均衡，即左右旁瓣的峰值点的差值为0时，表明此时合成信号相邻子带间不存在常数相位误差，即带宽合成信号的常数相位误差为0。
[0225]
在基于左右旁瓣均衡模型的子带间常数相位估计的方案中，将目标的合成叠加后的带宽合成信号中的左右旁瓣的峰值点的差值代入该左右旁瓣均衡模型中，即可通过左右旁瓣的峰值点的差值与子带间常数相位误差之间的映射关系，得到子带间的常数相位误差。
[0226]
下面，将描述根据左右旁瓣均衡模型获取常数相位误差的过程。
[0227]
这里，同样以第一子带的第一距离向时域信号为上文中的公式(1)，第二子带的第
二距离向时域信号为上文中的公式(2)，来描述根据左右旁瓣均衡模型获取常数相位误差的过程。
[0228]
直接对上述包含常数相位误差的第一距离向时域信号和第二距离向时域信号，即公式(1)和公式(2)进行带宽合成叠加(例如相干合成)，可以得到合成的初步结果，如下公式(7)所示：
[0229][0230]
其中，q(tq)表示含有相位误差的带宽合成信号，也可以称为第三距离向时域信号。
[0231]
进一步的，对公式(7)进行整理，可以得到如下公式(8)：
[0232][0233]
这里，可以利用带宽合成信号的主瓣的左侧相邻旁瓣和右侧相邻旁瓣(即左右旁瓣)与常数相位误差θ
err
的映射关系，构造左右旁瓣相等均衡的目标来求解常数相位误差θ
err
。根据sin c函数特性，左侧相邻旁瓣q
l
(θ
err
)在以主瓣为中心，左侧tq＝-3/(4γt)处，右侧相邻旁瓣qr(θ
err
)在以主瓣为中心，右侧tq＝3/(4γt)处。结合上述公式(8)，可以得到q
l
(θ
err
)满足以下公式(9)，qr(θ
err
)满足以下公式(10)：
[0234][0235][0236]
其中，q
l
(θ
err
)即表示主瓣左侧相邻旁瓣与常数相位误差θ
err
的映射关系，qr(θ
err
)表示主瓣右侧相邻旁瓣与常数相位误差θ
err
的映射关系。
[0237]
对公式(9)和(10)进一步整理可以得到以下公式(11)和(12)：
[0238][0239][0240]
此时，可以根据公式(11)和公式(12)构建左右旁瓣均衡模型p(θ
err
)，如下公式(13)所示：
[0241][0242]
p(θ
err
)即表示主峰左侧相邻旁瓣与主峰右侧相邻旁瓣的差值与常数相位误差θ
err
的映射关系。此时，将不同的θ
err
的值代入公式(13)，将会得到不同的p(θ
err
)的结果。
[0243]
进一步的，对公式(13)进行整理，可以得到θ
err
关于p(θ
err
)的表达式，如下公式(14)所示：
[0244][0245]
对相邻子带的带宽合成信号直接进行测量，即可得到p(θ
err
)，代入公式(14)即可直接求解出θ
err
，即完成对相邻子带间的常数相位误差估计。
[0246]
因此，本技术实施例通过获取带宽合成信号中主瓣左侧相邻旁瓣和右侧相邻旁瓣的差值，并基于左右旁瓣均衡模型，即根据带宽合成信号中主瓣左侧相邻旁瓣和右侧相邻旁瓣的差值与相邻子带间的常数相位误差θ
err
的映射关系，获得子带间的常数相位误差θ
err
。
[0247]
在一些可选的实施例中，信号处理单元可以保存上述主瓣分裂逆运算模型或左右旁瓣均衡模型。这样，可以基于测量的带宽合成信号的主瓣或左右旁瓣的实测数据，代入对应的运算模型中，来求解相应的相邻子带间的常数相位误差θ
err
。本技术实施例在获取相邻子带间的常数相位误差时，可以单次求解，而无需迭代，可以有助于节省计算资源，降低系统复杂度。
[0248]
在获取子带间的常数相位误差θ
err
之后，可以根据该常数相位误差θ
err
，确定常数相位误差补偿函数p
comp
(θ
err
)，如下公式(15)所示：
[0249]
p
comp
(θ
err
)＝exp(jθ
err
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0250]
然后，可以通过公式(15)对相邻子带进行常数相位误差的补偿，例如，可以对第二子带的距离向时域信号进行补偿。在对相邻子带进行常数相位误差的补偿之后，可以执行以下步骤407和408。
[0251]
407，进行带宽合成。具体的，可以对多个子带的回波信号进行带宽合成。
[0252]
作为示例，在获取第一子带的第一距离向时域信号和第二子带的第二距离向时域信号之间的常数相位误差，并根据该常数相位误差对第一距离向时域信号或第二距离向时域信号进行补偿之后，可以将补偿后的第一距离向时域信号和第二距离向时域信号合成叠加得到第四距离向时域信号，该第四距离向时域信号中不包含常数相位误差。
[0253]
图11示出了对两个子带进行带宽合成前后距离脉压包络线的对比示意图。其中，(a)图为对子带进行带宽合成前单个子带的距离脉压包络线示意图，(b)图为对两个子带进行带宽合成后的距离脉冲包络线示意图。由图11可知，在(a)图中两个目标的包络线是不能区分的，而在(b)图中可以清晰地对两个目标的包络线进行区分。因此，在带宽合成后，可以较好的提升对于目标的分辨能力。
[0254]
408、获取雷达成像图。具体的，可以基于带宽合成结果，进行成像处理，获取该雷达成像图，例如sar图像。其中，由于对相邻子带的常数相位误差进行了补偿，因此能够获得距离向高分辨率的雷达成像图。
[0255]
因此，本技术实施例通过获取带宽合成信号中主瓣，或左右旁瓣的峰值点，并根据该主瓣或左右旁瓣对应的峰值点与相邻子带之间的常数相位误差的映射关系，确定相邻子带之间的常数相位误差，进而根据该常数相位误差对相邻子带进行常数相位误差补偿，并对补偿后的相邻子带进行带宽合成，获得距离向高分辨率的雷达成像图。由于本技术实施例在确定常数相位误差的过程并未涉及相邻子带的重叠子带公共频谱部分，因此本技术实施例能够提高频谱利用率，并且能够适用于子带重叠模式、子带毗邻模式和子带间隔模式等三种模式。
[0256]
图12示出了本技术实施例提供的一种信号处理的方法1200的示意性流程图。作为示例，方法1200可以由雷达装置执行，例如图1中的雷达装置100或图3中的雷达装置300。进一步的，方法1200可以由雷达装置中的信号处理单元执行。或者，在另一些实施例中，方法400也可以由设置于雷达装置外部的处理单元，例如车载计算系统、或云端服务器等执行，本技术对此不作限定。如图12所示，方法1200包括步骤1210至1240。
[0257]
1210，获取第一子带的第一距离向时域信号和与所述第一子带相邻的第二子带的第二距离向时域信号。
[0258]
示例性的，可以通过图4中的步骤401至步骤405，得到该第一子带的第一距离向时域信号和第二子带的第二距离向时域信号。第一子带的第一距离向时域信号例如上文中公式(1)所表示的信号，第二子带的第二距离向时域信号例如上文中公式(2)所表示的信号，本技术实施例对此不作限定。
[0259]
1220，将所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号合成叠加得到第三距离向时域信号。
[0260]
示例性的，可以直接对上述第一距离向时域信号和第二距离向时域信号进行相关合成，得到合成结果，该合成结果即为第三距离向时域信号。
[0261]
一个示例，第三距离向时域信号可以为上文公式(3)、(4)或(5)所表示的信号。此时对第一距离向时域信号和第二距离向时域信号的常数相位误差进行补偿，且补偿值为自变量θ。
[0262]
另一个示例，第三距离向时域信号可以为上文公式(7)或(8)。
[0263]
1230，获取所述第三距离向时域信号的第一峰值点和第二峰值点。
[0264]
一个示例，第一峰值点可以为主瓣对应的峰值点，第二峰值点为第三距离向时域信号中第二高峰对应的峰值点。该第二高峰可以是主峰左侧相邻旁瓣，或右侧相邻旁瓣，不作限定。
[0265]
另一个示例，第一峰值点可以为主峰左侧相邻旁瓣对应的峰值点，第二峰值点可以是主峰右侧相邻旁瓣对应的峰值点。
[0266]
1240，根据所述第一峰值点和所述第二峰值点，确定所述第一距离向时域信号与所述第二距离向时域信号之间的常数相位误差θ
err
，θ
err
∈[0，2π]。
[0267]
因此，本技术实施例通过对相邻子带的距离向时域信号进行合成叠加，获得拼接后的带宽合成信号，并获取该拼接后的带宽合成信号中的两个峰值点，例如第一峰值点和第二峰值点。由于带宽合成信号中的该两个峰值点与拼接前的该相邻的两个子带之间的常数相位相关，因此本技术实施例能够根据这两个峰值点，获得该相邻子带之间的常数相位误差。由于本技术实施例在确定常数相位误差的过程并未涉及相邻子带的重叠子带公共频谱部分，因此本技术实施例能够提高频谱利用率，并且能够适用于子带重叠模式、子带毗邻模式和子带间隔模式等三种模式。
[0268]
在一些可能的实现方式中，所述第一峰值点为所述第三距离向时域信号的主瓣对应的峰值点，所述第二峰值点为所述第三距离向时域信号的主峰相邻的第一旁瓣对应的峰值点，其中，所述第一旁瓣对应的峰值点高于所述第三距离向时域信号的主峰相邻的第二旁瓣对应的峰值点。也就是说，第二峰值点为第三距离向时域信号中第二高峰对应的峰值点。
[0269]
其中，所述根据所述第一峰值点和所述第二峰值点，确定所述第一距离向时域信号与所述第二距离向时域信号之间的常数相位误差θ
err
的一种具体的实现方式可以为：
[0270]
根据第一峰值点和第二峰值点的差值，确定所述第三距离向时域信号的剩余常数相位误差δθ，其中，所述第三距离向时域信号是对所述常数相位误差θ
err
进行第一补偿值θ的补偿得到的，δθ＝θ-θ
err
，δθ∈[0，2π]，θ∈[0，2π]；
[0271]
根据所述剩余常数相位误差δθ和所述第一补偿值θ，确定所述常数相位误差θ
err
。
[0272]
在该实现方式中，第三距离向时域信号可以为上文中的公式(3)、(4)或(5)所表示的信号。其中，剩余常数相位误差δθ与第一峰值点和第二峰值点之间的差值具有映射关系。由于剩余常数相位误差δθ与常数相位误差θ
err
之间也具有映射关系，因此常数相位误差θ
err
与第一峰值点和第二峰值点之间的差值也具有映射关系。这里，可以将常数相位误差θ
err
与第一峰值点和第二峰值点之间的差值之间的该映射关系称为主瓣分裂运算模型。具体的，主瓣分裂运算模型可以参见上文图4中步骤406中的描述，这里不再赘述。
[0273]
因此，本技术实施例通过获取带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣(即第二高峰对应的旁瓣)的差值，并根据带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣的差值与剩余常数相位误差δθ的映射关系，以及剩余常数相位误差δθ与常数相位误差θ
err
的映射关系，即基于主瓣分裂逆运算模型，获得子带间的常数相位误差θ
err
。
[0274]
在一些可能的实现方式中，当所述第一旁瓣对应的峰值点在所述主瓣对应的峰值点左侧时时，所述剩余常数相位误差δθ的取值范围为[0，π]。也就是说，此时第一旁瓣为主瓣左侧相邻旁瓣。
[0275]
当所述第一旁瓣对应的峰值点在在所述主瓣对应的峰值点右侧时，所述剩余常数相位误差δθ的取值范围为[π，2π]。也就是说，此时第一旁瓣为主瓣右侧相邻旁瓣。
[0276]
这样，可以进一步根据第一旁瓣相对主瓣的位置，即第一旁瓣为左侧相邻旁瓣还是右侧相邻旁瓣，获取剩余常数相位误差δθ的取值范围，进而能够有助于更准确的根据主瓣的峰值点和第一旁瓣的峰值点的差值，确定对应的剩余常数相位误差δθ。
[0277]
在一些可能的实现方式中，所述根据所述第一峰值点和所述第二峰值点的差值，确定所述第三距离向时域信号的剩余常数相位误差δθ，包括：
[0278]
在所述第三距离向时域信号的主瓣对应的峰值点与所述第一旁瓣对应的峰值点的差值为最小值时，确定所述剩余常数相位误差δθ为π。这里，差值的最小值包括差值为0以及差值近似为0，本技术实施例对此不作限定。
[0279]
因此，本技术实施例通过获取带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣的差值的最小值(即为0或近似为0)，并根据带宽合成信号中主瓣和第一旁瓣的差值为最小值时，剩余常数相位误差δθ为π，此时θ
err
＝θ-π，将该带宽合成信号对应的补偿值θ代入，即可获得子带间的常数相位误差θ
err
。
[0280]
在一些可能的实现方式中，所述第一峰值点为所述第三距离向时域信号的主瓣左侧相邻旁瓣对应的峰值点，所述第二峰值点为所述第三距离向时域信号的主瓣右侧相邻旁瓣对应的峰值点。
[0281]
其中，所述根据所述第一峰值点和所述第二峰值点，确定所述第一距离向时域信号与所述第二距离向时域信号之间的常数相位误差θ
err
的一种具体的实现方式可以为：
[0282]
根据所述第一峰值点和所述第二峰值点的差值，以及所述差值与所述常数相位误
差θ
err
的第一映射关系，确定所述常数相位误差θ
err
。
[0283]
在该实现方式中，第三距离向时域信号可以为上文中的公式(7)或(8)所表示的信号。这里，可以将常数相位误差与第一峰值点和所述第二峰值点的差值之间的该第一映射关系称为左右旁瓣均衡模型。具体的，左右旁瓣均衡模型可以参见上文图4中步骤406中的描述，这里不再赘述。
[0284]
因此，本技术实施例通过获取带宽合成信号中主瓣左侧相邻旁瓣和右侧相邻旁瓣的差值，并根据带宽合成信号中主瓣左侧相邻旁瓣和右侧相邻旁瓣的差值与相邻子带间的常数相位误差θ
err
的映射关系即，基于左右旁瓣均衡模型，获得子带间的常数相位误差θ
err
。
[0285]
在一些可能的实现方式中，所述根据所述第一峰值点和所述第二峰值点，确定所述第一距离向时域信号与所述第二距离向时域信号之间的常数相位误差θ
err
之前，还包括：
[0286]
获取所述主瓣左侧相邻旁瓣与所述常数相位误差θ
err
的第二映射关系，例如上文公式(9)或(11)所表示的映射关系；
[0287]
获取所述主瓣右侧相邻旁瓣与所述常数相位误差θ
err
的第三映射关系，例如上文公式(10)或(12)所表示的映射关系；
[0288]
根据所述第一映射关系和所述第二映射关系，确定所述第一映射关系。例如，可以对左侧相邻旁瓣和右侧相邻旁瓣求差值，该差值与常数相位误差θ
err
的映射关系即为该第一映射关系，例如上文中公式(13)所示的映射关系。
[0289]
因此，本技术实施例在获取第三距离向时域信号之后，可以分别获取第三距离向时域信号的主瓣左侧相邻旁瓣与常数相位误差θ
err
的第二映射关系，以及主瓣右侧相邻旁瓣与常数相位误差θ
err
的第三映射关系，进而根据该第二映射关系和第三映射关系，确定第一映射关系。
[0290]
在一些可能的实现方式中，还包括：
[0291]
根据所述常数相位误差θ
err
，确定常数相位误差补偿函数；
[0292]
根据所述常数相位误差补偿函数，对所述第一距离向时域信号或第二距离向时域信号进行补偿；
[0293]
将补偿后的所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号合成叠加得到第四距离向时域信号。
[0294]
因此，本技术实施例在获取相邻子带之间的常数相位误差补偿之后，可以根据该常数相位误差对相邻子带进行补偿，并对补偿后的相邻子带进行带宽合成，获得距离向高分辨率的雷达成像图。由于本技术实施例在确定常数相位误差的过程并未涉及相邻子带的重叠子带公共频谱部分，因此本技术实施例的带宽合成方案能够提高频谱利用率，并且能够适用于子带重叠模式、子带毗邻模式和子带间隔模式等三种模式。
[0295]
在一些可能的实现方式中，所述将所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号合成叠加得到第三距离向时域信号之前，还包括：
[0296]
分别对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号进行通道幅度校准，例如上文图4中的步骤402；
[0297]
对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号按照载频频点顺序依次进行重新排列，例如上文图4中的步骤403；
[0298]
分别对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号的子带内的高阶相
位误差进行补偿，例如上文图4中的步骤404；
[0299]
对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号之间的一阶相位误差进行补偿，例如上文图4中的步骤405。
[0300]
由于本技术示例通过对该相邻子带内的幅相特性进行校准，对该相邻子带的信号按照载频频点顺序依次进行重新排列，以及对该相邻子带内的高阶相位误差分别进行补偿、相邻子带间的一阶相位误差进行补偿，使得在获取相邻子带之间的常数相位误差之前，相邻子带之间的误差只剩下常数相位误差，从而本技术实施例能够根据合成后的带宽合成结果的相关峰值点与该剩余常数相位误差之间的映射关系，来准确地获取相邻子带间的常数相位误差。
[0301]
本技术实施例还提供了一种信号处理的装置，请参见图13。示例性的，该信号处理的装置1300可以为雷达装置，或者设置于雷达装置中的信号处理单元，或者雷达装置外部的处理单元，例如车载计算系统，或云端服务器等。本技术实施例中，装置1300可以包括获取单元1310，合成单元1320和确定单元1330。
[0302]
获取单元1310，用于获取第一子带的第一距离向时域信号和与所述第一子带相邻的第二子带的第二距离向时域信号；
[0303]
合成单元，1320用于将所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号合成叠加得到第三距离向时域信号；
[0304]
所述获取单元1320还用于获取所述第三距离向时域信号的第一峰值点和第二峰值点；
[0305]
确定单元1330，用于根据所述第一峰值点和所述第二峰值点，确定所述第一距离向时域信号与所述第二距离向时域信号之间的常数相位误差θ
err
，θ
err
∈[0，2π]。
[0306]
在一些可选的实施例中，所述第一峰值点为所述第三距离向时域信号的主瓣对应的峰值点，所述第二峰值点为所述第三距离向时域信号的主峰相邻的第一旁瓣对应的峰值点，其中，所述第一旁瓣对应的峰值点高于所述第三距离向时域信号的主峰相邻的第二旁瓣对应的峰值点；
[0307]
其中，确定单元1330具体用于：
[0308]
根据所述第一峰值点和所述第二峰值点的差值，确定所述第三距离向时域信号的剩余常数相位误差δθ，其中，所述第三距离向时域信号是对所述常数相位误差θ
err
进行第一补偿值θ的补偿得到的，δθ＝θ-θ
err
，δθ∈[0，2π]，θ∈[0，2π]；
[0309]
根据所述剩余常数相位误差δθ和所述第一补偿值θ，确定所述常数相位误差θ
err
。
[0310]
在一些可选的实施例中，当所述第一旁瓣对应的峰值点在所述主瓣对应的峰值点左侧时时，所述剩余常数相位误差δθ的取值范围为[0，π]；
[0311]
当所述第一旁瓣对应的峰值点在在所述主瓣对应的峰值点右侧时，所述剩余常数相位误差δθ的取值范围为[π，2π]。
[0312]
在一些可选的实施例中，所述确定单元1330具体用于：
[0313]
在所述第三距离向时域信号的主瓣对应的峰值点与所述第一旁瓣对应的峰值点的差值为最小值时，确定所述剩余常数相位误差δθ为π。
[0314]
在一些可选的实施例中，所述第一距离向时域信号表示为如下公式：
[0315][0316]
所述第二距离向时域信号表示为如下公式：
[0317][0318]
所述第三距离向时域信号如下公式所示：
[0319][0320]
其中，r1(tq)＝sin c(2γttq)，r2(tq)＝sin c(γttq)sin(πγttq)，rd(tq；θ)表示所述第三距离向时域信号，ri(tq)表示第i子带在距离tq时刻的距离向时域信号，其中i∈[1，i]，i表示需要进行带宽合成的子带的个数，q∈[1，q]表示距离离散采样时刻，q表示距离离散采样总的时刻，sin c(γttq)表示信号距离向包络信号，γ表示距离线性调频斜率，t表示雷达发射时间周期，表示信号距离向相位信息，表示子带间信号距离向相位误差信息。
[0321]
在一些可选的实施例中，所述第一峰值点为所述第三距离向时域信号的主瓣左侧相邻旁瓣对应的峰值点，所述第二峰值点为所述第三距离向时域信号的主瓣右侧相邻旁瓣对应的峰值点；
[0322]
其中，所述确定单元1330具体用于：
[0323]
根据所述第一峰值点和所述第二峰值点的差值，以及所述差值与所述常数相位误差θ
err
的第一映射关系，确定所述常数相位误差θ
err
。
[0324]
在一些可选的实施例中，所述获取单元1310还用于：
[0325]
获取所述主瓣左侧相邻旁瓣与所述常数相位误差θ
err
的第二映射关系；
[0326]
获取所述主瓣右侧相邻旁瓣与所述常数相位误差θ
err
的第三映射关系；
[0327]
根据所述第一映射关系和所述第二映射关系，确定所述第一映射关系。
[0328]
在一些可选的实施例中，所述第一映射关系如下公式所示：
[0329][0330]
其中，p(θ
err
)表示所述第一峰值点和所述第二峰值点的差值。
[0331]
在一些可选的实施例中，所述第一距离向时域信号表示为如下公式：
[0332][0333]
所述第二距离向时域信号表示为如下公式：
[0334][0335]
所述第三距离向时域信号如下公式所示：
[0336][0337]
所述第三距离向时域信号的主瓣左侧相邻旁瓣q
l
(θ
err
)满足如下公式：
[0338][0339]
所述第三距离向时域信号的主瓣右侧相邻旁瓣qr(θ
err
)满足如下公式：
[0340][0341]
其中，q(tq)表示所述第三距离向时域信号，ri(tq)表示第i子带在距离tq时刻的距离向时域信号，其中i∈[1，i]，i表示需要进行带宽合成的子带的个数，q∈[1，q]表示距离离散采样时刻，q表示距离离散采样总的时刻，sin c(γttq)表示信号距离向包络信号，γ表示距离线性调频斜率，t表示雷达发射时间周期，表示信号距离向相位信息，表示子带间信号距离向相位误差信息。
[0342]
在一些可选的实施例中，所述确定单元1330还用于根据所述常数相位误差θ
err
，确定常数相位误差补偿函数；
[0343]
装置1300还包括补偿单元，用于根据所述常数相位误差补偿函数，对所述第一距离向时域信号或第二距离向时域信号进行补偿；
[0344]
所述合并单元1320还用于将补偿后的所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号合成叠加得到第四距离向时域信号。
[0345]
在一些可选的实施例中，还包括：
[0346]
通道幅度校准单元，用于分别对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号进行通道幅度校准；
[0347]
频谱搬移单元，用于对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号按照载频频点顺序依次进行重新排列；
[0348]
高阶相位误差补偿单元，用于分别对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号的子带内的高阶相位误差进行补偿；
[0349]
一阶相位误差补偿单元，用于对所述第一距离向时域信号和所述第二距离向时域信号之间的一阶相位误差进行补偿。
[0350]
图14是本技术实施例的信号处理的装置1400的硬件结构示意图。图14所示的装置1400可以看成是一种计算机设备，装置1400可以作为本技术实施例的信号处理的装置的一种实现方式，也可以作为本技术实施例的信号处理的方法的一种实现方式。装置1400包括处理器1401，可选的还可以包括存储器1402、输入/输出接口1403、通信接口1404和总线1405。其中，处理器1401、存储器1402、输入/输出接口1403和通信接口1404可以通过总线1405实现彼此之间的通信连接。
[0351]
处理器1401可以采用通用的中央处理器(central processing unit，cpu)，微处理器，应用专用集成电路(application specific integrated circuit，asic)，或者一个或多个集成电路，用于执行相关程序，以实现本技术实施例的信号处理的装置中的模块所需执行的功能，或者执行本技术方法实施例的信号处理的方法。处理器1401可能是一种集成电路芯片，具有信号的处理能力。在实现过程中，上述方法的各步骤可以通过处理器1401中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的指令完成。上述的处理器1401可以是通用处理器、数字信号处理器(digital signal processing，dsp)、专用集成电路(asic)、现成可编程门阵列(field programmable gate array，fpga)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件。可以实现或者执行本技术实施例中的公开的各方法、步骤及逻辑框图。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。结合本技术实施例所公开的方法的步骤可以直接体现为硬件译码处理器执行完成，或者用译
码处理器中的硬件及软件模块组合执行完成。软件模块可以位于随机存储器，闪存、只读存储器，可编程只读存储器或者电可擦写可编程存储器、寄存器等本领域成熟的存储介质中。该存储介质位于存储器1402，处理器1401读取存储器1402中的信息，结合其硬件完成本技术实施例的信号处理的装置中包括的模块所需执行的功能，或者执行本技术方法实施例的信号处理的方法。
[0352]
存储器1402可以是只读存储器(read only memory，rom)，静态存储设备，动态存储设备或者随机存取存储器(random access memory，ram)。存储器1402可以存储操作系统以及其他应用程序。在通过软件或者固件来实现本技术实施例的信号处理的装置中包括的模块所需执行的功能，或者执行本技术方法实施例的信号处理的方法时，用于实现本技术实施例提供的技术方案的程序代码保存在存储器1402中，并由处理器1401来执行信号处理的装置中包括的模块所需执行的操作，或者执行本技术方法实施例提供的信号处理的方法。
[0353]
输入/输出接口1403用于接收输入的数据和信息，输出操作结果等数据。
[0354]
通信接口1404使用例如但不限于收发器一类的收发装置，来实现装置1400与其他设备或通信网络之间的通信。可以作为处理装置中的获取模块或者发送模块。
[0355]
总线1405可包括在装置1400各个部件(例如处理器1401、存储器1402、输入/输出接口1403和通信接口1404)之间传送信息的通路。
[0356]
应注意，尽管图14所示的装置1400仅仅示出了处理器1401、存储器1402、输入/输出接口1403、通信接口1404以及总线1405，但是在具体实现过程中，本领域的技术人员应当明白，装置1400还包括实现正常运行所必须的其他器件，例如还可以包括显示器，用于显示雷达成像图。同时，根据具体需要，本领域的技术人员应当明白，装置1400还可包括实现其他附加功能的硬件器件。此外，本领域的技术人员应当明白，装置1400也可仅仅包括实现本技术实施例所必须的器件，而不必包括图14中所示的全部器件。
[0357]
上述信号处理的装置1300或装置1400可为具有雷达信号处理功能的车辆，或者为具有雷达信号处理功能的其他部件。该信号处理的装置1300或装置1400包括但不限于：车载终端、车载控制器、车载模块、车载模组、车载部件、车载芯片、车载单元、车载雷达或车载摄像头等其他传感器，车辆可通过该车载终端、车载控制器、车载模块、车载模组、车载部件、车载芯片、车载单元、车载雷达或摄像头，实施本技术提供的方法。
[0358]
该信号处理的装置1300或装置1400还可以为除了车辆之外的其他具有雷达信号处理功能的智能终端，或设置在除了车辆之外的其他具有雷达信号处理功能的智能终端中，或设置于该智能终端的部件中。该智能终端可以为智能运输设备、智能家居设备、机器人等其他终端设备。该信号处理的装置1300或装置1400包括但不限于智能终端或智能终端内的控制器、芯片、雷达或摄像头等其他传感器、以及其他部件等。
[0359]
该信号处理的装置1300或装置1400可以是一个通用设备或者是一个专用设备。在具体实现中，该装置还可以台式机、便携式电脑、网络服务器、掌上电脑(personal digital assistant，pda)、移动手机、平板电脑、无线终端设备、嵌入式设备或其他具有处理功能的设备。本技术实施例不限定该...装置的类型。
[0360]
该信号处理的装置1300或装置1400还可以是具有处理功能的芯片或处理器，该信号处理的装置1300或装置1400可以包括多个处理器。处理器可以是一个单核(single-cpu)
处理器，也可以是一个多核(multi-cpu)处理器。该具有处理功能的芯片或处理器可以设置在传感器中，也可以不设置在传感器中，而设置在传感器输出信号的接收端。
[0361]
本技术实施例还提供一种雷达系统，用于为车辆提供雷达信号处理功能。其包含至少一个本技术上述实施例提到的信号处理的装置，该系统内的至少一个信号处理装置可以集成为一个整机或设备，或者该系统内的至少一个信号处理的装置也可以独立设置为元件或装置。
[0362]
本技术实施例还提供一种传感器系统，用于为车辆提供雷达信号处理功能。其包含至少一个本技术上述实施例提到的信号处理的装置，以及，摄像头或雷达等其他传感器中的至少一个，该系统内的至少一个传感器装置可以集成为一个整机或设备，或者该系统内的至少一个传感器装置也可以独立设置为元件或装置。
[0363]
本技术实施例还提供一种系统，应用于无人驾驶或智能驾驶中，其包含至少一个本技术上述实施例提到的信号处理的装置、摄像头、雷达等传感器其他传感器中的至少一个，该系统内的至少一个装置可以集成为一个整机或设备，或者该系统内的至少一个装置也可以独立设置为元件或装置。
[0364]
进一步，上述任一系统可以与车辆的中央控制器进行交互，为所述车辆驾驶的决策或控制提供探测和/或融合信息。
[0365]
本技术实施例还提供一种车辆，所述车辆包括至少一个本技术上述实施例提到的信号处理装置或上述任一系统。
[0366]
本技术实施例还提供一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质包括计算机程序，当其在计算机上运行时，使得该计算机执行上述方法实施例提供的方法。
[0367]
本技术实施例还提供一种包含指令的计算机程序产品，当该计算机程序产品在计算机上运行时，使得该计算机执行上述方法实施例提供的方法。
[0368]
应理解，在本技术的各种实施例中，上述各过程的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本技术实施例的实施过程构成任何限定。
[0369]
应理解，本技术实施例中出现的第一、第二等描述，仅作示意与区分描述对象之用，没有次序之分，也不表示本技术实施例中对设备个数的特别限定，不能构成对本技术实施例的任何限制。
[0370]
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本技术的范围。
[0371]
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
[0372]
在本技术所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或
讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
[0373]
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
[0374]
另外，在本技术各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
[0375]
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本技术的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本技术各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：u盘、移动硬盘、只读存储器(read-only memory，rom)、随机存取存储器(random access memory，ram)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
[0376]
以上所述，仅为本技术的具体实施方式，但本技术的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本技术揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本技术的保护范围之内。因此，本技术的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。