自适应均衡器、自适应均衡方法和光通信系统与流程

1.本发明涉及一种被配置为补偿数据通信中传输路径的特性的自适应均衡器、自适应均衡方法和通信装置。


背景技术：

2.在相干光通信中，通过接收侧的数字信号处理来补偿来自处理时序的同步误差和传输信号的失真，从而实现几十gbit/s或更大的大容量传输。在数字信号处理中，主要进行诸如色散补偿、频率控制/相位调整、偏振解复用、偏振色散补偿之类的处理。
3.特别地，sop(偏振态)可能会高速变化。数字信号处理对sop波动的跟随性也是一个重要问题。众所周知，如果sop波动以rad/μs数量级的速度发生，则数字信号处理的跟随性降低，并且ber(误码率)急剧恶化。
4.偏振解复用和偏振色散补偿的处理主要通过自适应均衡完成。数字信号处理中的自适应均衡器通常由数字滤波器形成。用于消除传输信号的失真的抽头系数被设置到数字滤波器，从而补偿传输信号。抽头系数在适应随时间变化的情况的同时顺序更新，并且执行跟随sop波动的补偿。
5.为了更新形成自适应均衡器的数字滤波器的抽头系数，通常，使用如cma(恒模算法)这样的顺序更新算法。它是决定在对抽头系数进行自适应控制时数字信号处理的跟随性的步长μ。当步长μ变大时，数字信号处理的跟随性提高，并且对高速sop波动的接收耐久性提高。另一方面，在低速sop波动时，ber由于对噪声的影响而恶化。
6.因此，专利文献1提出了根据sop波动速度自适应地控制步长μ。
7.相关技术文献
8.专利文献
9.专利文献1：日本专利申请公开号2013-223128
10.专利文献2：日本专利申请公开号2018-174413
11.专利文献3：日本专利申请公开号2013-168983


技术实现要素：

12.本发明要解决的技术问题
13.然而，在专利文献1中提出的方法中，当通过低速sop波动设置较小的步长μ时，对高速sop波动的跟随性降低。
14.本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种被配置为对各种sop波动始终实现稳定的跟随性的自适应均衡器、自适应均衡方法以及光通信系统。
15.解决技术问题的技术方案
16.为了实现本发明的上述目的，提供了一种自适应均衡器(70)，包括：自适应均衡滤波器(71)，被配置为通过更新抽头系数来自适应地补偿由接收信号(61)的偏振波动引起的波形失真；第一抽头系数更新器(72)，被配置为根据接收信号(61)的偏振波动使用可变步
长计算抽头系数，并且使用所计算的抽头系数更新自适应均衡滤波器(71)的抽头系数；第二抽头系数更新器(73)，被配置为根据接收信号(61)的偏振波动使用固定步长计算抽头系数；偏振态估计器(74)，被配置为使用由第二抽头系数更新器(73)计算的抽头系数来估计接收信号(61)的偏振态；以及，步长更新器(75)，被配置为获得与由偏振态估计器(74)估计的偏振态相对应的步长，并且使用所获得的步长更新可变步长。
17.根据本发明，还提供了一种自适应均衡方法，包括：执行自适应均衡滤波的步骤，通过更新抽头系数来自适应地补偿由接收信号(61)的偏振波动引起的波形失真；第一抽头系数更新步骤，根据接收信号(61)的偏振波动使用可变步长计算抽头系数，并且使用所计算的抽头系数更新自适应均衡滤波的抽头系数；第二抽头系数更新步骤，根据接收信号(61)的偏振波动使用固定步长计算抽头系数；偏振态估计步骤，使用在第二抽头系数更新步骤中计算的抽头系数来估计接收信号(61)的偏振态；以及，步长更新步骤，获得与在偏振态估计步骤中估计的偏振态相对应的步长，并且使用所获得的步长更新可变步长。
18.根据本发明，还提供了一种光通信系统，包括：色散补偿器(60)，被配置为补偿由接收信号的色散引起的失真；上述自适应均衡器(70)，被配置为补偿色散补偿器(60)的输出信号的偏振波动；以及，解码器，被配置为对自适应均衡器(70)的输出信号进行解码。
19.光通信系统还可以包括被配置为接收光信号并且将所接收的光信号转换为接收信号的光接收器(40)。
20.本发明的技术效果
21.在本发明中，独立于用于计算自适应均衡滤波器(71)的抽头系数的可变步长，使用固定步长。使用固定步长计算抽头系数，并且使用抽头系数估计偏振态。因此，即使偏振态变化也可以基于固定步长高速计算偏振态，并且可变步长变化。因此可以始终对各种偏振态波动实现稳定的跟随性。
22.此外，在本发明中，使用与如上所述估计的偏振态相对应的可变步长来计算抽头系数，并且通过抽头系数更新自适应均衡滤波器(71)的抽头系数。因此，即使偏振态的波动很小，也可以防止ber恶化。
附图说明
23.图1是示出根据本发明的实施例的光通信系统的发送侧配置的框图；
24.图2是示出根据本发明的实施例的光通信系统的接收侧配置的框图；
25.图3是示出根据本发明的实施例的自适应均衡器的配置的框图；
26.图4是示出图3所示的自适应均衡滤波器的配置的框图；
27.图5是示出图4所示的偏振态估计器的输出的图像的曲线图；
28.图6是示出图3所示的步长更新器的配置的框图；
29.图7是示出图3所示的偏振态估计器的配置的框图；
30.图8是示出自适应均衡器的比较示例的框图。
具体实施方式
31.现在将参考附图详细描述本发明的实施例。
32.【光通信系统】
33.如图1所示，根据本发明的实施例的光通信系统包括发送侧的发送信号处理器10和光发送器20。
34.发送信号处理器10是对输入数据执行预定处理的电路。更具体地，发送信号处理器10将输入数据划分为水平偏振数据和竖直偏振数据，并且对每个数据执行诸如纠错编码、带限滤波和调制映射之类的处理。经过这种处理的水平偏振数据11a和竖直偏振数据11b被输出到光发送器20。
35.光发送器20是将水平偏振数据11a和竖直偏振数据11b分别转换为光信号并发送转换后的光信号的电路。光发送器20包括信号光源(信号ld)21、两个90
°
组合器22a和22b、以及偏振组合器23。90
°
组合器22a和22b通过水平偏振数据11a和竖直偏振数据11b调制来自信号光源21的输出光，从而将数据11a和11b转换为光信号。偏振组合器23将被转换为光信号的水平偏振数据11a和竖直偏振数据11b进行组合。组合后的信号通过光纤传输线30发送到接收侧。
36.如图2所示，根据本发明的实施例的光通信系统包括接收侧的光接收器40、a/d转换器50、色散补偿器60、自适应均衡器70和解码器80。
37.光接收器40是接收光信号、将接收的光信号转换为电信号并输出转换后的电信号的电路。光接收器40包括偏振分离器41、本地振荡光源(本地振荡ld)42、两个90
°
混合电路43a和43b、以及光电转换器44。偏振分离器41将光信号分离成两个正交偏振波分量，即x偏振波(水平偏振波)和y偏振波(竖直偏振波)。90
°
混合电路43a和43b将从偏振分离器41输出的光信号的偏振波与来自本地振荡光源42的输出光进行组合，并且进一步将光信号的偏振波分离为同相(i)分量和正交(q)分量。光电转换器44将从90
°
混合电路43a和43b输出的光信号的分量转换为电信号，并且将电信号输出为x偏振信号45a和y偏振信号45b。以下将x偏振信号45a和y偏振信号45b称为接收信号。
38.a/d转换器50将从光接收器40输出的接收信号转换为数字信号。
39.当光信号通过光纤传输线30传播时，信号波形因色散而失真。色散补偿器60根据从a/d转换器50输出的接收信号估计失真的幅度，并且补偿由色散引起的接收信号的失真。
40.另外，当x偏振信号和y偏振信号在发送侧组合并发送，并且x偏振信号和y偏振信号在接收侧分离时，由于偏振模色散产生偏振波动，并且信号波形失真。自适应均衡器70对从色散补偿器60输出的接收信号中由偏振波动引起的失真执行补偿的均衡处理。值得注意的是，虽然在光接收器40中首先执行偏振分离，但是自适应均衡器70更完全地处理偏振分离。
41.解码器80对从自适应均衡器70输出的接收信号进行解码，并且再现原始数据(即，到发送信号处理器10的输入数据)。
42.【自适应均衡器的配置】
43.接下来将描述根据本发明的实施例的自适应均衡器70的配置。如图3所示，自适应均衡器70包括自适应均衡滤波器71、第一抽头系数更新器72、第二抽头系数更新器73、偏振态估计器74和步长更新器75。
44.自适应均衡滤波器71是通过更新抽头系数自适应地补偿由接收信号61(x
in
(n)，y
in
(n))的偏振波动引起的波形失真的电路。自适应均衡滤波器71可以由一般的数字滤波器形成，更具体地，可以由fir滤波器(有限脉冲响应滤波器)形成。
45.图4所示的自适应均衡滤波器71具有蝶形电路配置。即，输入x
in
(n)被给到fir滤波器91和fir滤波器93。此外，输入y
in
(n)被给到fir滤波器92和fir滤波器94。fir滤波器91的输出和fir滤波器92的输出通过加法电路95相加，相加结果为输出x
out
(n)。此外，fir滤波器93的输出和fir滤波器94的输出通过加法电路96相加，相加结果为输出y
out
(n)。输入x
in
(n)和y
in
(n)是通过光接收器40经受了偏振分离和通过色散补偿器50经受了色散补偿而获得的x偏振信号和y偏振信号。令h
xx
(n)、h
xy
(n)、h
yx
(n)和h
yy
(n)分别是设置到fir滤波器91、92、93和94的抽头系数，输出x
out
(n)和输出y
out
(n)表示为：
46.x
out
(n)＝h
xx
(n)*x
in
(n) h
xy
(n)*y
in
(n)
47.y
out
(n)＝h
yx
(n)*x
in
(n) h
yy
(n)*y
in
(n)
48.其中“*”表示卷积运算，n表示数据的样本顺序。注意，每个抽头系数是一组多个抽头系数。
49.偏振分离和波形失真的补偿由自适应均衡滤波器71实施。如果偏振态发生变化，则需要根据偏振波动更新自适应均衡滤波器71的抽头系数，以提高补偿精度。
50.第一抽头系数更新器72是根据接收信号61(x
in
(n)，y
in
(n))的偏振波动使用可变步长μ计算抽头系数并且通过计算的抽头系数更新自适应均衡滤波器71的抽头系数的电路。作为用于计算自适应均衡滤波器71的抽头系数的算法，例如使用cma，并且通过下式更新抽头系数：
51.h
xx
(n 1)＝h
xx
(n) με
x
(n)x
out
(n)
·
x
in*
(n)
52.h
xy
(n 1)＝h
xy
(n) με
x
(n)x
out
(n)
·yin*
(n)
53.h
yx
(n 1)＝h
yx
(n) μεy(n)y
out
(n)
·
x
in*
(n)
54.h
yy
(n 1)＝h
yy
(n) μεy(n)y
out
(n)
·yin*
(n)
55.其中，ε
x
(n)和εy(n)是误差评估函数，x
in*
(n)和y
in*
(n)是fir滤波器91至94的输入x
in
(n)和y
in
(n)的复共轭。
56.原则上，第一抽头系数更新器72可以包括与自适应均衡滤波器71的滤波器类似的滤波器。在这种情况下，可以在第一抽头系数更新器72的电路中执行cma的计算，而无需从自适应均衡滤波器71接收输出x
out
(n)和y
out
(n)的供应。当然，也可以通过从自适应均衡滤波器71接收输出x
out
(n)和y
out
(n)的供应来形成不包括与自适应均衡滤波器71的滤波器类似的滤波器的配置。
57.注意，用于获得自适应均衡滤波器71的抽头系数的算法不限于cma，也可以使用利用步长μ的各种顺序更新算法，例如盲均衡(rde(半径定向均衡)等)。也可以使用如下顺序更新算法：将已知信号(例如训练信号或导频信号)插入到发送侧的光信号中，并且更新并获得针对每个步长的抽头系数，使得发送的已知信号与已知信号的真实值之间的比较误差最小化，如rls(递归最小二乘法)和lms(最小均方)。从稍后描述的步长更新器75提供第一抽头系数更新器72的可变步长μ。
58.第二抽头系数更新器73是根据接收信号61(x
in
(n)，y
in
(n))的偏振波动使用固定步长μ0计算抽头系数的电路。这里计算的抽头系数用于估计稍后描述的偏振态，并且不被提供到自适应均衡滤波器71。
59.第二抽头系数更新器73与第一抽头系数更新器72一样被配置为计算自适应均衡滤波器71的抽头系数。为了观察高速偏振波动，使用相对较大的固定步长μ0作为步长μ。固
定步长μ0是根据经验获得的步长，以在要使用的顺序更新算法中在各种偏振波动中获得最佳收敛。也可以使用专利文献3中获得的步长。固定步长μ0可以被设置为例如比从稍后描述的步长更新器75到第一抽头系数更新器72设置的可变步长μ的假设值的平均值大的值，或比可变步长μ的假设的最大值和最小值之间的中间值大的值。
60.与第一抽头系数更新器72一样，如果cma用于第二抽头系数更新器73的计算，则通过下式计算抽头系数：
61.h
xx
(n 1)＝h
xx
(n) μ0ε
x
(n)x
out
(n)
·
x
in*
(n)
62.h
xy
(n 1)＝h
xy
(n) μ0ε
x
(n)x
out
(n)
·yin*
(n)
63.h
yx
(n 1)＝h
yx
(n) μ0εy(n)y
out
(n)
·
x
in*
(n)
64.h
yy
(n 1)＝h
yy
(n) μ0εy(n)y
out
(n)
·yin*
(n)
65.如此计算的抽头系数被提供到偏振态估计器74。在第二抽头系数更新器73的计算中，使用固定步长μ0。因此，可以独立于来自稍后描述的步长更新器75的步长μ而稳定地确保抽头系数计算的收敛性。注意，在第二抽头系数更新器73中，类似第一抽头系数更新器72那样，用于获得抽头系数的算法不限于cma，并且可以使用利用步长的各种类型的顺序更新算法。
66.偏振态估计器74是使用由第二抽头系数更新器73计算的抽头系数来估计到第二抽头系数更新器73的输入信号的偏振态sop的电路。与到自适应均衡滤波器71和第一抽头系数更新器72的输入信号一样，到第二抽头系数更新器73的输入信号是接收信号61。因此，由偏振态估计器74估计的偏振态sop是输入到第一抽头系数更新器的接收信号61的偏振态sop。
67.可以使用多种方法来估计偏振态sop。例如，可以使用专利文献1中公开的方法。即，从自适应均衡滤波器71的抽头系数获得表示偏振态sop的斯托克斯参数(stokes parameters)，并且从斯托克斯参数获得偏振态波动量和sop波动速度。表示光信号的偏振态sop的斯托克斯参数可以通过下式计算：
68.s1＝cos(2φ)cos(2ψ)
69.s2＝sin(2φ)cos(2ψ)
70.s3＝sin(2φ)
71.这里，关于x偏振，φ和ψ表示为：
72.φ
x
＝tan-1
(|h
xy
(f)|/|h
xx
(f)|),
73.ψ
x
＝tan-1
(im{h
xy
(f)/h
xx
(f)}/re{h
xy
(f)/h
xx
(f)})
74.其中h
xx
(f)和h
xy
(f)是在频域中f＝0时自适应均衡器70的系数的中心抽头。也可以应用于y偏振。
75.由斯托克斯向量s(t1)＝[s1(t1)，s2(t1)，s3(t1)]和s(t2)＝[s1(t2)，s2(t2)，s3(t2)]的内积，获得从时间t1到t2的(δt＝t
2-t1)秒后的偏振态波动量δθ。因此，sop波动速度ω可以计算为：
[0076]
ω＝δθ/δt＝cos-1
(s(t1)
·
s(t2)/(|s(t1)||s(t2)|))/δt
[0077]
偏振态估计器74将sop波动速度ω作为偏振态sop输出到步长更新器75。注意，偏振态估计器74可以输出偏振态波动量δθ作为偏振态sop。由于δt是设置值，所以在本说明书中偏振态波动量δθ和sop波动速度ω被认为是彼此同义的。
[0078]
作为偏振态sop的估计方法，也可以使用专利文献2中公开的方法。即，从自适应均衡滤波器71的抽头系数获得sop波动速度ω。
[0079]
该方法利用这样一个事实：如专利文献1中所示，通过自适应均衡更新的自适应均衡器70的fir滤波器91至94的抽头系数与斯托克斯参数具有关系。专利文献2还利用如下这一事实：抽头系数的时间-速率变化表示偏振态的波动。使用抽头系数h
xx,i
、h
xy,i
、h
yx,i
以及
hyy,i
，偏振态的波动表示为：
[0080][0081]
其中m是fir滤波器91至94的抽头的数量，i是抽头的顺序。δh
xx,i
(n)、δh
xy,i
、δh
yx,i
以及δh
yy,i
是抽头系数的时间-速率变化量，表示为：
[0082]
δh
xx,i
(n)＝h
xx,i
(n)-h
xx,i
(n-1)
[0083]
δh
xy,i
(n)＝h
xy,i
(n)-h
xy,i
(n-1)
[0084]
δh
yx,i
(n)＝h
yx,i
(n)-h
yx,i
(n-1)
[0085]
δh
yy,i
(n)＝h
yy,i
(n)-h
yy,i
(n-1)
[0086]sxx
(n)是通过将抽头系数向量h
xx
的元素的时间-速率变化量的绝对值相加而获得的值。类似地，s
xy
(n)、s
yx
(n)和s
yy
(n)是通过将抽头系数向量h
xy
、h
yx
和h
yy
的元素的时间速率变化量的绝对值相加而获得的值。通过上述等式，计算波动s(n)，并计算所计算的波动s(n)的周期。当计算波动s(n)的周期(频率)的倒数时，可以估计偏振态的sop波动速度ω。备选地，可以对波动s(n)执行傅立叶变换，以估计偏振态的sop波动速度ω。估计的sop波动速度ω作为偏振态估计器74的输出提供给步长更新器75。
[0087]
图5示出了偏振态估计器74的输出的图像。在该图像中，在被控制为以预定偏振波动速度随机改变偏振态的接收信号61(称为偏振扰频器)被生成并且被提供到自适应均衡器70的情况下从偏振态估计器74输出的偏振态波动量δθ是相对于时间绘制的。从该曲线图中可以看出，偏振态波动量δθ在预定偏振波动速度的周期t处产生峰值。因此，可以通过检测峰值的周期t来估计sop波动速度ω。值得注意的是，已经通过实验了解到，如果sop波动速度ω高，则与sop波动速度ω低的情况相比，在预定时间宽度内偏振态波动量δθ的峰
值的数量趋于较大。
[0088]
作为偏振态估计器74中的偏振态sop的估计方法，如果使用自适应均衡滤波器71的抽头系数，则可以使用任何方法，并且该方法不限于上述方法。
[0089]
步长更新器75是如下这样的电路：获得与由偏振态估计器74估计的偏振态相对应的步长μ，并且通过步长μ更新第一抽头系数更新器72的可变步长μ。即，步长更新器75根据从偏振态估计器74输出的sop波动速度ω自适应地控制第一抽头系数更新器72的步长μ。
[0090]
根据专利文献1，当对以特定sop波动速度ω发生sop波动的接收信号61应用自适应均衡处理时使误码率ber最小化的最佳步长可以近似为：
[0091]
μμμ＝(aω)
1/2
b
[0092]
其中a和b是不同于0的常数。
[0093]
当使用该关系表达式时，可以决定与输入到自适应均衡滤波器71的接收信号61的sop波动速度ω相对应的步长μ。注意，专利文献1表明可以通过数字信号处理自适应地获得常数a和b。根据上述关系表达式，可以对应于较低的sop波动速度ω而获得相对较小的步长μ，并且可以对应于较高的sop波动速度下ω而获得相对较大的步长μ。值得注意的是，也可以使用近似表达式来代替该关系表达式。允许有一定程度的误差。
[0094]
可以通过预先测量获得步长μ的值，在该值下，对于偏振态波动量δθ和sop波动速度ω中的至少一个可以获得最优误差率特性，并且该对应关系可以存储在图6所示的存储器97中。这允许步长更新器75基于偏振态估计器74的估计结果立即选择合适的步长μ。
[0095]
在这种情况下，步长μ可以与偏振态波动量δθ和/或sop波动速度ω的各个预定范围相关联。换言之，步长μ可以对应于偏振态波动量δθ和/或sop波动速度ω以一定的余量存储。这会减少存储器容量。此外，当设置这样的余量时，可以吸收(接受)第二抽头系数更新器73的抽头系数的计算精度或偏振态估计器74的偏振态波动量δθ和sop波动速度ω。
[0096]
如果从偏振态估计器74输出的sop波动速度ω低(例如，大约0.1khz或更小)，则每次更新抽头系数时，偏振态估计器74的输出都会波动。为此，由偏振态估计器74估计的偏振态波动量δθ和sop波动速度ω中的每一个被良好平均并被提供到步长更新器75。此时，更优选地计算偏振态波动量δθ和sop波动速度ω中的每一个的移动平均值(例如，32比特)。这可以防止步长更新器75对步长μ的设置产生波动。为了进行这种平均，在偏振态估计器74中设置如图7所示的移动平均电路98。移动平均电路98是获得接收信号61的偏振态的估计值的移动平均值并将获得的平均值提供给步长更新器75的电路。可以在偏振态估计器74和步长更新器75之间设置具有与移动平均电路98的功能类似的功能的电路。
[0097]
关于偏振态估计器74的偏振态sop的估计方法，上面已经参考图5描述了根据偏振态波动量δθ的周期t估计sop波动速度ω的方法。当检测到偏振态波动量δθ的峰值时，优选赋予滞后特性。例如，在图5中，如果偏振态波动量δθ在指定时段内超过设定阈值指定次数，则检测到峰值。如果偏振态波动量δθ低于设定阈值指定次数，则设置峰值检测等待状态。当然，在峰值检测状态和峰值检测等待状态之间，设定阈值和指定次数不必总是相等。这可以防止sop波动速度ω的估计结果和步长更新器75对步长μ的设置中的波动。为了进行这种峰值检测，在偏振态估计器74中设置了如图7所示的峰值检测电路99。峰值检测电路99是使用滞后特性根据估计的偏振态波动量δθ检测峰值的电路。
[0098]
【自适应均衡器的操作】
[0099]
接下来将与比较示例相比较来描述根据本发明的实施例的自适应均衡器70的操作。在图8所示的自适应均衡器的比较示例中，将专利文献1中公开的数字信号处理单元进行改写，使得其与本实施例的自适应均衡器70的功能相匹配。在比较示例中，要在偏振态估计器174的估计计算中使用的抽头系数从抽头系数更新器175提供，抽头系数更新器175的步长μ由步长更新器175自适应地控制。其余配置与自适应均衡器70的配置相同。
[0100]
在比较示例中，自适应均衡滤波器171的抽头系数由抽头系数更新器172计算。当接收信号161的偏振态的波动变小时，由抽头系数更新器172计算的抽头系数的变化也变小。抽头系数被提供到偏振态估计器174，并且估计偏振态。在这种情况下，因为抽头系数的变化很小，所以偏振态波动量δθ或sop波动速度ω被估计为很小的值。由于被估计为很小的值的sop波动速度ω被提供到步长更新器175，计算出相对小的步长并将其设置为抽头系数更新器172的步长μ。
[0101]
结果，如果估计接收信号161的偏振态波动量δθ或sop波动速度ω较小，则设置相对较小的步长μ。如果偏振波动小，则不需要高速跟随性，因此步长μ可以较小。
[0102]
接下来，将考虑接收信号161的偏振态的波动然后变大的情况。如上所述，当在抽头系数更新器172中设置相对较小的步长μ时，即使之后偏振态的波动变大，由于步长μ小，无法跟随偏振态的波动，因此也无法计算出合适的抽头系数。由于没有合适的抽头系数被提供到偏振态估计器174，所以不能估计合适的偏振态，并且不能为步长设置合适的值。结果，抽头系数更新的跟随性降低。
[0103]
然而，在该实施例中，自适应均衡滤波器71的抽头系数首先由第一抽头系数更新器72计算。当接收信号61的偏振态的波动变小时，由第一抽头系数更新器72计算的抽头系数的变化也变小。同时，第二抽头系数更新器73也计算抽头系数。当接收信号61的偏振态的波动变小时，由第二抽头系数更新器73计算的抽头系数的变化也变小。
[0104]
由第二抽头系数更新器73计算的抽头系数被提供到偏振态估计器74，并且估计偏振态。在这种情况下，因为抽头系数的变化很小，所以偏振态波动量δθ或sop波动速度ω被估计为很小的值。由于估计为很小的值的sop波动速度ω被提供到步长更新器75，计算出相对较小的步长并将其设置为第一抽头系数更新器72的步长μ。
[0105]
结果，如果估计接收信号61的偏振态波动量δθ或sop波动速度ω较小，则设置相对较小的步长μ。如果偏振波动较小，则不需要高速跟随性，因此步长μ可以较小。
[0106]
接下来，将考虑接收信号61的偏振态的波动然后变大的情况。在该实施例中，根据由第二抽头系数更新器73计算的抽头系数估计偏振态。由于相对较大的固定步长μ0被预先设置到第二抽头系数更新器73，所以抽头系数独立于偏振态的波动的幅度以相对较大的步长μ0被更新。因此，第二抽头系数更新器73可以高速获得抽头系数。高速获得的抽头系数被提供到偏振态估计器74，偏振态也可以高速估计，并且可以将与偏振态的较大波动相对应的步长μ设置到第一抽头系数更新器72。结果，可以确保抽头系数的更新的稳定跟随性。
[0107]
需要注意的是，由于步长μ0是相对较大的固定值，因此抽头系数的计算精度预期会有所下降。然而，如上所述，由于与每个步长相关联的sop波动速度ω在步长更新器75的存储器97中具有余量，因此可以吸收抽头系数的计算精度的降低。
[0108]
如上所述，在本实施例中，第二抽头系数更新器73总是使用被固定为相对较大的值的步长来计算抽头系数，并且偏振态估计器74使用由第二抽头系数更新器73更新的抽头
系数来估计偏振态。因此，即使偏振态变化很大，也可以高速跟随偏振态并根据偏振态的波动量使用步长μ用于抽头系数更新中的计算。结果，可以实现跟随偏振态的波动的稳定自适应均衡。
[0109]
值得注意的是，形成图3中所示的自适应均衡器70的元件71至75可以由硬件离散地形成。此外，元件71至75的一些或全部功能也可以通过根据程序操作计算机来实现。
[0110]
附图标记的说明
[0111]
10
…
发送信号处理器，11a
…
水平偏振数据，11b
…
竖直偏振数据，20
…
光发送器，21
…
信号光源(信号ld)，22a、22b
…
90
°
组合器，23
…
偏振组合器，30
…
光纤传输线，40
…
光接收器，41
…
偏振分离器，42
…
本地振荡光源(本地振荡ld)，43a、43b
…
90
°
混合电路，44
…
光电转换器，45a
…
x偏振信号45a，45b
…
y偏振信号，50
…
a/d转换器，60
…
色散补偿器，61
…
接收信号，70
…
自适应均衡器，71
…
自适应均衡滤波器，72
…
第一抽头系数更新器，73
…
第二抽头系数更新器，74
…
偏振态估计器，75
…
步长更新器，80
…
解码器，91-94
…
fir滤波器，95、96
…
加法电路，97
…
存储器，98
…
移动平均电路，99
…
峰值检测电路。