具有大输出功率的功率放大器的制作方法

1.本文中的实施例涉及功率放大器。特别是，它们涉及具有大输出功率的功率放大器、包括功率放大器的发射器和电子装置。


背景技术：

2.功率放大器（pa）被广泛用于例如无线通信系统中的无线基站和用户设备中以及雷达系统中。发射器中的功率放大器通常将输入信号放大成准备好用于无线电传输的输出信号。在微波或毫米波发射器中，pa需要输送大输出功率以用于长距离通信或雷达检测。一种提高输出功率的方法是组合来自芯片上的若干功率单元（即晶体管）的输出功率。功率组合器必须建设性地（即同相地）将来自功率单元的输出功率相加，并且为每个功率单元以及外部负载阻抗提供阻抗匹配。
3.如图1中示出的，由两个四分之一波长（λg/4）传输线和一个电阻器组成的2-路wilkinson功率组合器被广泛使用。4-路功率组合器可以由三个wilkinson功率组合器组成。为了最小化组合器的占用面积（footprint）以及损耗，可使用短微带传输线（例如λg/36），并且省略wilkinson功率组合器中的电阻器，诸如在2014年的proceedings of the 9th european microwave integrated circuits conference的e. ojefors等人的“an 8-way power-combining e-band amplifier in a sige hbt technology”（第45-48页）中公开的8-路功率组合器。这样的功率组合器针对每个功率单元呈现高阻抗（例如》50ω）。
4.如图2中示出的，变压器常常被用于组合功率。变压器可以被配置成如图2（a）中示出的那样串联组合功率或者如图2（b）中示出的那样并联组合功率。如图2（c）中示出的那样混合串联组合和并联组合也是可能的。
5.对于串联组合变压器，功率组合器为每个功率单元提供大约r
load
/n的阻抗，其中r
load
是输出端口的阻抗，并且n是功率单元的数量。而对于并联组合变压器，每个功率单元的对应阻抗是n*r
load
。
6.应当指出，为大输出功率起见，串联组合变压器优于并联组合变压器，因为期望功率单元或晶体管的更低的阻抗。假定r
opt
是晶体管输送它的峰值输出功率所需的固有负载，则由下式给出r
opt
其中v
dd
是漏极电压偏置，vk是晶体管的拐点电压（knee voltage）。p
peak
表示峰值输出功率。等式（1）表明：p
peak
越大，r
opt
越小。
7.还可以通过利用传输线来串联组合输出功率。如图3中示出的，这种放大器是所谓的分布式放大器（dp），其中漏极寄生电容cd和传输线ld形成人工（artificial）传输线。通过栅极处的另一人工传输线（即lg和cg部分）来将输入功率分配给每个晶体管。如果栅极和漏极传输线提供了相同的相移，则来自多个晶体管的漏极电流在负载z
od
处被建设性地加起
来。在损耗方面，通过传输线的组合优于通过变压器的组合，因为避免了与次级绕组以及两个绕组之间的耦合相关联的损耗。
8.上面提到的分布式放大器具有带有从dc到截止频率的频率范围的增益响应，即低通放大器。在2005年的european microwave conference (eumc)的n.p. mehta和p.n. shastry的“design guidelines for a novel bandpass distributed amplifier”（第1-4页）以及2019年的ieee transactions on microwave theory and techniques的第67卷的h. rashtian和o. momeni的“gain boosting in distributed amplifiers for close-to-fmax operation in silicon”中介绍了在图4中示出的带通分布式放大器，其中在栅极和漏极传输线两者处都添加了分路电感器l2。电容器cb被用于直流去耦。
9.然而，其中传输线具有相同宽度和长度的均匀分布式放大器具有以下缺点，诸如：因为前面的晶体管带走了功率的一部分，所以每个晶体管的输入功率是不相等的；输出功率的一部分向左传播并且在电阻器zod处被耗散；因为晶体管的负载被来自其他晶体管的输出电流调制，所以晶体管没有被均等地或最佳地加载。
10.因此，如图5中示出的，建议了非均匀分布式功率放大器以处理那些问题，所述非均匀分布式功率放大器在2019年的ieee microwave magazine的第20卷的no.1的c. f. campbell的“evolution of the nonuniform distributed power amplifier”（第18-27页）中被公开。在非均匀dp中，移除了电阻器zod并且将最左侧处的晶体管的漏极与漏极处的传输线的一个端子相连接。每条传输线具有不同的宽度，因此具有不同的特性阻抗（i=1、2
…
n）。漏极处的传输线的特性阻抗从左侧至右侧减少，以迫使大部分漏极电流流向负载。此外，在晶体管的栅极处添加电容器（i=1、2
…
n）。的电容从左侧至右侧被减小，以均衡每个晶体管的输入功率。电容器还可以提高截止频率。
11.最近，在2018年11月的ieee transactions on microwave theory and techniques的第66卷的no.11的p. saad等人的“a 1.8-3.8-ghz power amplifier with 40% efficiency at 8-db power back-off”（第4870-4882页）中，建议了如图6中示出的设计超宽带宽dpa的分布式高效功率放大器（depa）。
12.现有的功率组合解决方案存在有一些问题，例如：利用四分之一波长传输线的尤其是多路功率组合器的wilkinson功率组合器具有相对大的占用面积。最小化的微带功率组合器在功率单元端口处具有＞50ω的大阻抗，因此，需要例如变压器的额外的阻抗匹配网络来将大阻抗变换成晶体管的r
opt
；有限的品质因数使得基于变压器的组合器在毫米波下是相当有损耗的，例如变压器的损耗超过1.2db。
13.对于图6中的depa，辅助放大器的所需的最佳导纳应当等于相邻的传输线部分之间的导纳差。如果r
opt
太小，则所需的导纳差在真实实现中将难以实现。


技术实现要素：

14.因此，本文中的实施例的目的是提供一种具有改进的功率组合的功率放大器。
15.根据一方面，通过功率放大器来实现所述目的。功率放大器包括数量为n个的功率单元ai，其中i=1、
…
n，每个功率单元具有输入端子和输出端子。
16.功率放大器进一步包括用于组合来自功率单元的输出功率的数量为n条的输出传输线tl
1i
，其中i=1、
…
n。每条输出传输线具有第一端子和第二端子，第i传输线的第二端子被连接到第（i 1）传输线的第一端子，使得数量为n条的输出传输线被串联连接。
17.功率放大器进一步包括数量为n个的阻抗变换网络（itni），其中i=1、
…
n，每个阻抗变换网络具有输入端子和输出端子。
18.第i功率单元的输出端子被连接到第i阻抗变换网络的输入端子并且第i阻抗变换网络的输出端子被连接到第i输出传输线的第一端子。
19.每个阻抗变换网络是用于将阻抗变换网络的输入端子处的每个功率单元的输出阻抗变换成阻抗变换网络的输出端子处的更高阻抗的向上阻抗变换网络。
20.根据本文中的实施例的建议的功率放大器通过串联连接的传输线来组合例如共源极配置的晶体管的多个功率单元的输出功率。经由阻抗变换网络将晶体管的漏极与传输线相连接，所述阻抗变换网络可以是抽头式电容器或抽头式电感器阻抗变换网络。这个抽头式电容器或电感器阻抗变换网络向上转换阻抗并且将负载从晶体管释放到传输线。因此，它为具有小r
opt
的大晶体管提供阻抗匹配并且使得晶体管能够输送大输出功率。
21.根据本文中的实施例的建议的功率放大器具有一些优势：由通过传输线的串联组合来组合晶体管的输出功率，与并联组合变压器或wilkinson功率组合器相比，这为每个功率单元提供了相对低的阻抗。
22.建议的功率放大器中的传输线可以是非均匀的，并且与串联组合变压器相比，通过使用非均匀传输线的功率组合具有更低的损耗和更小的占用面积。
23.通过在非均匀分布式放大器处添加向上阻抗变换网络，匹配大晶体管的小r
opt
以获得大输出功率是可能的。
24.抽头式电容器或电感器阻抗变换网络可以利用仅两个无源部件并且因此具有小的占用面积。
25.晶体管的寄生电容可以是抽头式电容器阻抗变换网络的一部分。
26.因此，根据本文中的实施例的功率放大器提供了改进的功率组合器并且可以实现大输出功率。
附图说明
27.由下面的详细描述和附图将会容易地理解包括其特定特征和优势的本文中公开的实施例的各个方面，其中：图1是说明2-路wilkinson功率组合器的示意性框图；图2（a）-（c）是说明通过变压器的功率组合的示意性框图；图3是说明基于集总元件人工传输线的分布式放大器的等效电路的示意性框图；图4是说明带通分布式放大器的示意性框图；图5是说明非均匀分布式功率放大器的示意性框图；图6是说明分布式高效功率放大器（depa）架构的示意框图；图7是说明根据本文中的实施例的功率放大器的示意性框图；图8（a）和（b）是说明根据本文中的实施例的阻抗变换网络（itn）的示例的示意性框图；
图9（a）-（d）是具有抽头式电容器阻抗变换网络的晶体管的等效电路；图10是说明根据本文中的实施例的一个示例功率放大器的示意性框图；图11是示出根据本文中的实施例的pa的增益的图；图12是示出根据本文中的实施例的pa的效率的图；以及图13是示出其中可以实现根据本文中的实施例的功率放大器的电子装置的框图。
具体实施方式
28.在可适用时，遍及下面的描述，类似的附图标记已经被用来表示诸如元件、单元、模块、电路、节点、零件、项等等的类似的特征。
29.图7示出了根据本文中的实施例的具有向上阻抗变换网络的建议的功率放大器700的示意图。
30.功率放大器700包括数量为n个的功率单元ai，其中i=1、
…
n。每个功率单元具有输入端子ain和输出端子aout。
31.功率放大器700进一步包括用于组合来自功率单元的输出功率的数量为n条的输出传输线tl
1i
，其中i=1、
…
n。每条输出传输线具有第一端子t1和第二端子t2。第i传输线tl
1i
的第二端子被连接到第（i 1）传输线tl
1(i 1)
的第一端子，使得数量为n条的输出传输线被串联连接。例如，第一传输线tl
11
的第二端子t2被连接到第二传输线tl
12
的第一端子t1。
32.功率放大器700进一步包括数量为n个的阻抗变换网络itni，其中i=1、
…
n。每个阻抗变换网络具有输入端子itnin和输出端子intout。第i功率单元的输出端子aout被连接到第i阻抗变换网络的输入端子itnin，并且第i阻抗变换网络的输出端子itnout被连接到第i输出传输线的第一端子t1。例如，第二功率单元a2的输出端子被连接到第二阻抗变换网络的输入端子，并且第二阻抗变换网络的输出端子被连接到第二输出传输线tl
12
的第一端子。
33.每个阻抗变换网络是用于将阻抗变换网络的输入端子处的每个功率单元的输出阻抗变换成阻抗变换网络的输出端子处的更高阻抗的向上阻抗变换网络。
34.输出传输线中的每条输出传输线可以具有相同的宽度和长度或者可以具有不同的宽度和长度。
35.功率放大器可以进一步包括串联连接的数量为n条的输入传输线tl
0i
。每条输入传输线具有第一端子和第二端子，其中第i输入传输线的第二端子被连接到第（i 1）输入传输线的第一端子，并且其中第i功率单元的输入端子经由电容器而被连接到第i传输线的第二端子，其中i=1、
…
n。将整个pa的输入端口pin与第一传输线tl
01
的第一端子相连接。
36.如图8（a）和（b）中示出的，每个阻抗变换网络int可以是抽头式电容器阻抗变换网络或抽头式电感器阻抗变换网络。如图8（a）中示出的，抽头式电容器阻抗变换网络可以包括串联连接的第一电容器c1和第二电容器c2，其中第一电容器的第二端子被连接到第二电容器的第一端子以形成抽头式节点。阻抗变换网络的输入端子intin被连接到抽头式节点，阻抗变换网络的输出端子intout被连接到第一电容器c1的第一端子，将第二电容器c2的第二端子接地。
37.如图8（b）中示出的，抽头式电感器阻抗变换网络可以包括串联连接的第一电感器l1和第二电感器l2。第一电感器l1的第二端子被连接到第二电感器l2的第一端子以形成抽头式节点。阻抗变换网络的输入端子intin被连接到抽头式节点，阻抗变换网络的输出端子
intout被连接到第一电感器l1的第一端子，将第二电感器l2的第二端子接地。
38.在下面，将分析建议的功率放大器700的原理和性能。
39.每个功率单元可以是共源极配置的晶体管。应当将与两条传输线tl
1i
的连接点连接的每个晶体管匹配到，其中是具有输入阻抗为r
opt
的itn的输出阻抗。的倒数，即，需要被匹配到导纳差：其中zi是从两条传输线的连接点向左看的阻抗，z
i 1
是从两条传输线的连接点向右看的阻抗，正如图7中的z1、z2所示出的那样。阻抗zi取决于tl的长度和宽度以及在或者左侧或者右侧的相邻晶体管的负载。越大，阻抗匹配越容易。不幸的是，为了输送大输出功率，大晶体管具有小r
opt
。此外，大晶体管具有加载在漏极处的传输线上的大寄生电容。那些寄生电容器连同传输线一起将形成人工传输线。
40.向上阻抗变换网络将小r
opt
和大寄生电容转换成大和小电容，即高阻抗。晶体管的寄生电容可以是向上阻抗变换网络的一部分。
41.图9中示出了被连接到晶体管的抽头式电容器阻抗变换网络。由具有分路寄生电容器cd的norton等效电路（即电流源id）代表晶体管。而如图9（a）中示出的，r
opt
是应当由抽头式电容器阻抗变换网络提供的阻抗。c1和c2代表抽头式电容器阻抗变换网络中的两个电容器。
42.图9（b）示出了合并c2和cd之后的等效电路，其中、。寄生电容cd变成抽头式电容器阻抗变换网络的一部分，，并且r2等于r
opt
。
43.图9（c）示出了将并联连接的电阻器r2和电容器（c2 cd）转换成串联之后的等效电路。
44.图9（d）示出了将串联连接的电容器和电阻器转换成并联之后的等效电路。
45.为了得到如图9（d）中示出的抽头式电容器匹配网络的并联连接的等效r
t
和c
t
，用如图9（c）中示出的串联连接的和替换如图9（b）中示出的并联连接的电容器和电阻器r2，并且其中q2是并联连接的r2和的q因数：。
46.等效电容c
eq
代表串联的c1和的总电容，由下式给出所述总电容
如果，则。
47.此外，串联连接的和c
eq
的q因数被定义为如果，则。
48.最后，由下式给出并联连接的等效r
t
和c
t
如果并且，则由等式（3）-（7），可以发现，使用抽头式电容器匹配网络，电阻大约被增加到倍，并且电容大约被减少到所述电容的。注意，r
t
代表（2）中的。
49.应当指出，抽头式电容器阻抗变换网络只是一个示例实施例。还可以使用其他类型的向上阻抗匹配网络。例如，可以用两个电感器替换两个电容器，形成抽头式电感器阻抗变换网络。此外，也可以使用π或t网络。然而，π或t网络由至少3个无源部件组成，所述π或t网络具有比抽头式电容器和电感器阻抗变换网络的占用面积更大的占用面积。
50.因此，根据一些实施例，每个向上阻抗变换网络可以包括t-阻抗匹配网络，所述t-阻抗匹配网络包括以t-形状连接的至少三个无源部件。
51.根据一些实施例，每个阻抗变换网络可以包括π-阻抗匹配网络，所述π-阻抗匹配网络包括以π-形状连接的至少三个无源部件。
52.根据一些实施例，每个阻抗变换网络可以包括变压器。
53.根据一些实施例，每个功率单元可以包括共源极配置的晶体管，每个晶体管的栅极被连接到功率单元的输入端子并且每个晶体管的漏极被连接到功率单元的输出端子，将每个晶体管的源极接地。
54.图10示出了以大输出功率为目标的70-88ghz pa 1000的示例实施例。这个pa具有4个共源极配置的晶体管。将晶体管的每个漏极与由c
di
和c
dii
（i=1、2、3、4）组成的抽头式电容器匹配网络相连接。将每个抽头式电容器阻抗变换网络与除了与tl
11
的第一端子相连接
的第一个之外的输出传输线tl
1i
（i=1、2、3、4）的连接点相连接。tls的宽度从左侧到右侧增加。因此，tls的特性阻抗对应地减少。通过ac扼流圈（choke）提供漏极偏置。除了将最后的电容器c
g4
与tl
04
的第二端子相连接之外，将晶体管的每个栅极经由电容器c
gi
（i=1、2、3、4）与输入传输线tl
0i
（i=1、2、3、4）的连接点相连接。c
gi
的电容从左侧到右侧增加，以保持所有晶体管的输入信号具有相同的幅度。栅极电阻器rg被插入晶体管的栅极和栅极偏置之间，以阻止rf信号的泄漏。将输入端口与第一传输线tl
01
的第一端子相连接。
55.图11示出了频率70ghz、76ghz、82ghz以及88ghz下的pa的增益与输出功率的关系曲线。pa 1000的小信号增益在不同频率下在4.2db到6.6db之间变化。随着输出功率增加，针对那些频率，增益减少不多于2.5db。针对不同的频率，pa的最大输出功率在33.8dbm和34.7dbm之间变化。
56.图12示出了频率70ghz、76ghz、82ghz以及88ghz下的pa 1000的功率附加效率（pae）。最大pae在不同的频率下在16%至24%之间变化。
57.总之，根据本文中的实施例的pa 700、1000通过串联连接的传输线tl
1i
（i=1、2
…
n）来组合多个功率单元或晶体管ai（i=1、2
…
n）的输出功率。这些传输线可以具有不同的宽度和长度。将晶体管的漏极经由阻抗变换网络与传输线相连接。这个阻抗变换网络可以是抽头式电容器或电感器网络，所述抽头式电容器或电感器网络向上转换阻抗，即，将与漏极相连接的阻抗变换网络的输入端子处的低阻抗转换成阻抗变换网络的输出端子处的大阻抗。将阻抗变换网络的输出端子与传输线相连接，并且阻抗变换网络的输出端子将负载从晶体管释放到传输线tl
1i
。因此，它为具有小r
opt
的大晶体管提供阻抗匹配，以增加输出功率。
58.通过串联连接的传输线tl
0i
（i=1、2
…
n）以及栅极处的电容器c
gi
（i=1、2
…
n）来分配输入功率。这些电容器可以具有不同的电容并且可以有助于均衡每个晶体管的输入功率。
59.可以在各种电子装置中采用根据本文中的实施例的功率放大器700、1000。图13示出了电子装置1300的框图，所述电子装置1300可以是例如无线通信系统中的射频收发器、发射器、无线通信装置、用户设备、移动装置、基站或无线网络节点等，或者是需要功率放大器的任何通用电子电路或设备。电子装置1300可以包括其他单元，其中示出了处理单元1310、存储器1320。
60.当使用词“包括”或“包含”时，它应当被解释为非限制性的，即意思是“至少由
……
组成”。
61.本文中的实施例不限于上面描述的实施例。可以使用各种备选方案、修改和等同物。因此，上面的实施例不应当被视为限制本发明的范围，由所附的权利要求来限定本发明的范围。