堆叠矩阵变压器的制作方法

堆叠矩阵变压器
1.相关申请的交叉引用
2.本技术要求209年6月14日提交的美国专利申请第62/861,342号的权益，其全部内容通过引用方式并入本文中。
技术领域
3.本发明涉及变压器。更具体地，本发明涉及可与dc/dc谐振转换器一起使用的堆叠矩阵变压器。


背景技术：

4.图1中示出了半桥llc转换器。图1中所示的半桥llc转换器既可以与本节中讨论的已知变压器一起使用，或者也可以与在以下优选实施例的具体实施方式部分中讨论的根据本发明优选实施例的新型变压器一起使用。
5.图1示出了使用llc串联谐振电路的半桥dc-dc转换器的典型应用。在图1中，“初级侧”是指变压器t1左侧连接到初级绕组的电路部分，而“次级侧”是指变压器t1右侧连接到次级绕组的电路部分。llc是指无源部件电容器cr、电感器lr和连接到堆叠变压器t1的初级侧的电感器lm。开关q1和q2连接到变压器t1的初级侧和输入电压vi。开关q3、q4作为同步整流器(sr)连接到变压器t1的次级侧。如图1中所示，开关q1、q2、q3、q4可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)。开关q3、q4中的每一个可以是单个开关(如图1中所示)，或者可以是并联连接且由控制器con控制的多个开关(图1中未示出)。并联联接的开关是指开关的漏极连接在一起，并且开关的源极连接在一起。输出电容器co与输出负载并联连接到变压器t1的次级侧。图1中的输出电容器co可以包括多个并联联接的电容器。
6.在高功率和高电流应用中应考虑变压器的设计。为了实现高功率密度，使用高开关频率来减小磁性部件的尺寸，并且应谨慎设计高频变压器。在高频下，设计变压器绕组时应考虑趋肤深度效应(skin depth effect)和邻近效应(proximity effect)。趋肤深度效应和邻近效应会生成较大的ac损耗和较大的dc电阻损耗。此外，还应考虑变压器次级绕组与开关q3、q4之间的连接。次级绕组与sr(即开关q3、q4)之间的距离应减小，以降低与导线的寄生阻抗，并且最终降低端接损耗。
7.美国专利申请公开第2018/0068782号公开了一种高频llc换流变压器的设计。图2和图3中所示的变压器组件200具有带有四个印刷电路板(pcb)205的交错绕组。变压器组件200包括连接到输出整流器pcb 210的变压器204。变压器204包括芯部203、串联连接的pcb 205上的初级绕组201和并联连接的由冲压铜206制成的次级绕组202。图2示出了连接到输出整流器pcb 210之前的变压器204。变压器204包括可以焊接到输出整流器pcb 210中的对应焊盘215的中心端子220、左端子221和右端子222。优选地，端子220、221、222不通过摩擦配合或干涉配合而连接到焊盘215，并且端子220、221、222之间的电连接通过焊料产生。中心端子220提供次级绕组202的中心抽头，而左端子221和右端子222连接到次级绕组202的端部。变压器204可以包括集成输出电感器226。
8.输出整流器pcb 210可以包括用于将输出整流器pcb 210连接到变压器204的焊盘。端子220、221、222和输出汇流条225可以焊接到输出整流器pcb 210上的对应焊盘。主机pcb可以包括可以通过端子223连接到初级绕组201的初级侧电路。
9.初级绕组201通过端子223串联联接，并且次级绕组202焊接在输出整流器pcb 210上。交错的初级绕组201和次级绕组202消除了无源层损耗，提高了变压器的效率204。通过堆叠绕组结构可以实现高功率密度封装。然而，由于邻近效应，次级绕组202的连接并没有避免不平衡的电流分布，并且没有结合同步整流器和滤波电容器。ac电阻、以及次级绕组与同步整流器之间的距离都会增加端接损耗，这在诸如钛高效电源之类的高效设计中是不可取的。
10.在美国专利申请公开第2007/0152795 a1号、美国专利第7,705,705b2号和美国专利申请公开第2009/0085702 a1号中，变压器结构包括并联连接的初级绕组和次级绕组，以便可以达到所需的输出额定功率。如图4中所示，功率转换器包括变压器结构100、多个次级电路单元110，并且每个次级电路单元110包括具有次级绕组112的pcb 111。pcb 111包括输出整流器电路和电容过滤器(未示出)。芯部113包括顶部芯部部分114和底部芯部部分115。次级电路单元110堆叠在彼此之上，使得顶部芯部部分114和底部芯部部分115的中心支腿可以插入到pcb 111和次级绕组112中的孔中。次级电路单元110并联连接到输出负载。尽管这种已知的变压器结构可以实现高效率，但变压器组件的总尺寸相当大。
11.d.huang、s.ji和f.c.lee的《具有矩阵变压器的llc谐振转换器(llc resonant converter with matrix transformer)》，ieee trans.power electron.，第29卷，8号，2014年8月，第4339-4347页、以及c.fei、f.c.lee和q.li的《具有新型矩阵变压器的高效高功率密度380v/12v dc/dc转换器(high-efficiency high-power-density 380v/12v dc/dc converter with a novel matrix transformer)》，proc.ieee apec 2017，2017年3月26-30日，第2428-2435页，提出了具有磁通量抵消、更少芯部、更小芯部和更小的芯部损耗的平面矩阵变压器的设计。与先前讨论的已知设计相比，通过将(sr)和滤波电容器包括在次级绕组中，进一步降低这些已知设计的端接损耗和漏电感。使用包括初级绕组(内层)和次级绕组(顶层和底层)的四层pcb，从而定义了平面矩阵变压器。
12.图5a至图5c、图6a和图6b示出了共享相同基本概念的已知平面矩阵变压器的不同设计变体。在图5a至图5c中示出变体#1并且包括两个u形芯部core 1’和core 2’以及一个绕组pcb。变体#1的结构本质上是在次级侧并联连接且在初级侧串联连接的两个变压器。因此，在稳态时，两个变压器可以自动共享输入电压和输出电流。然而，在瞬态期间，由于两个变压器芯部core 1’和core 2’的参数容差，包括磁化电感和漏电感的容差，sr的漏极到源极上的电压尖峰具有不同的值。图5a示出了初级侧绕组模式，包括两个芯部core 1’和core 3’以及初级绕组pri。图5b是四层pcb上core 1’的变压器绕组布置的侧视图，其中pcb的内部两层包括初级绕组pri并且其中pcb的顶层和底层分别包括次级绕组sec1和sec2。图5b还示出了连接到同步整流器sr1、sr2、sr3、sr4和输出电容器cap的次级绕组sec1和sec2，并且示出了pcb层的磁通势的图形表示。图5c示出了代表性pcb 211的俯视图，该pcb包括使用图5a和图5b中所示的矩阵变压器结构的llc转换器。
13.在图6a和图6b中示出变体#2，并且通过使用具有四个支腿或支柱的一个集成芯部解决了由瞬态引起的问题。由于磁通量抵消，芯部损耗和芯部体积减小。图6a示出了每个支
柱中的磁通量被分成单独的路径，通过顶部磁性材料片和底部磁性材料片到达其中磁通量处于相反方向的其他相邻支柱。因此，在四支柱布置中，磁通密度φb将减少至少二分之一。变体#2的结构的一个缺点是次级输出在pcb 311的两侧分离，使得用于端接输出的机械设计很复杂。
14.尽管与先前讨论的已知设计相比，效率和功率密度有所提高，但变体#1和#2的平面矩阵变压器的pcb占用空间很大，并且大的次级电流回路形成了输出电流的长行程路径，这会导致很大的损耗，特别是对于高功率应用。
15.图17是示出使用单根电缆向驱动器电源变流器提供ac初级电流的相关技术的高频电源的电路图。此设计使用六个dc-dc转换器来实现六个单独的dv电压输出。已知的隔离式dc-dc转换器(包括图17的高频电源)因所需的设备数量众多而体积庞大且价格昂贵，这降低了功率密度并且增加了pcb设计的复杂性。


技术实现要素：

16.为克服上述问题，本发明的优选实施例提供了一种具有以下一个或多个特征的变压器：
17.1)提供更高效率和/或增加功率密度的芯部和绕组结构。
18.2)减少芯部数量以缩小变压器的尺寸和占用空间，从而避免次级输出电流的长行程路径，从而降低高功率应用的损耗。
19.3)通过在次级绕组之间提供更好的磁通耦合来改进变压器设计的一个芯部结构，以实现高频llc谐振转换器的改进性能，诸如由瞬态期间的电压尖峰引起的sr的漏极到源极上的电压应力最小化。
20.4)绕组pcb之间的间隙为气流保持开放，以改善从sr和初级绕组和次级绕组生成的热量的散热而无需散热器，从而减小尺寸。
21.5)提供单输出或多个隔离输出的次级绕组。
22.6)以相反的方向绕芯部的相邻支腿上的初级绕组缠绕。
23.7)可以用于紧凑、经济高效的隔离式dc-dc转换器的芯部和绕组结构，该隔离式dc-dc转换器为矩阵型整流器提供栅极驱动器信号，具有更高的功率密度和更简单的pcb设计。
24.根据本发明优选实施例，一种变压器组件包括：顶部芯部、顶部芯部下方的底部芯部、多层的且绕顶部芯部和底部芯部中的每一个而延伸的初级绕组、以及多层的且绕顶部芯部和底部芯部中的每一个而延伸的次级绕组。初级绕组绕顶部芯部和底部芯部延伸，使得当电流在初级绕组中流动时，磁通量在顶部芯部与底部芯部之间的区域中被抵消或实质上被抵消。
25.变压器组件还可以包括顶部印刷电路板(pcb)和底部pcb，其中顶部pcb和底部pcb可以包括初级绕组的匝和次级绕组的匝。在顶部pcb中包括的初级绕组的匝可以串联连接，在底部pcb中包括的初级绕组的匝可以串联连接，在顶部pcb中包括的次级绕组的匝可以并联连接，并且底部pcb中包括的次级绕组的匝可以并联连接。变压器组件还可以包括：电源引脚，其将顶部pcb上的初级绕组的匝与底部pcb上的初级绕组的匝串联连接，其中顶部pcb上的初级绕组的匝可以通过过孔而串联连接，并且底部pcb上的初级绕组的匝可以通过过
孔而串联连接。次级绕组的匝可以位于顶部pcb的顶面和底面上以及位于底部pcb的顶面和底面上，并且初级绕组的匝可以位于顶部pcb的顶面与底面之间的中间面上以及位于底部pcb的顶面与底面之间的中间表面上。整流器电路的电子部件可以位于顶部pcb的顶面和底面以及底部pcb的顶面和底面中的至少一个上。顶部芯部和底部芯部可以限定六个支腿，该六个支腿以2
×
3阵列布置并且延伸穿过顶部pcb和底部pcb中的孔，其中初级绕组可以绕六个支腿中的每一个缠绕，使得初级绕组可以以相反方向绕2
×
3阵列中的相邻支腿缠绕。
26.变压器组件还可以包括连接到次级绕组的正汇流条和负汇流条。变压器组件还可以包括位于顶部芯部与底部芯部之间的板状芯部。变压器组件还可以包括位于初级绕组与次级绕组之间的屏蔽层。次级绕组可以提供隔离输出或单输出。顶部和底部芯部可以限定以2
×
3阵列布置的六个支腿，其中初级绕组可以绕六个支腿中的每一个缠绕，使得初级绕组可以以相反方向绕2
×
3阵列中的相邻支腿缠绕。
27.根据本发明优选实施例，转换器组件包括本发明的各种其他优选实施例的变压器组件、包括初级绕组的初级侧电路和包括次级绕组的次级侧电路。
28.初级侧电路优选地包括连接到输入电压的第一初级侧开关和第二初级侧开关。初级侧电路优选地包括连接在第一初级侧开关和第二初级侧开关与变压器组件之间的电容器和电感器。次级侧电路优选地包括同步整流器。
29.根据本发明优选实施例，一种转换器组件包括：第一印刷电路板(pcb)，其包括第一芯部和两个孔；第二印刷电路板，其包括第二芯部和两个孔；两个支腿，其连接第一芯部和第二芯部并且延伸穿过第一pcb中的两个孔和第二pcb中的两个孔；初级绕组，其位于第一pcb和第二pcb上和/或位于第一pcb和第二pcb中，使得当电流在初级绕组中流动时，在第一芯部与第二芯部之间的区域中，来自第一芯部的磁通量抵消或实质上被抵消来自第二芯部的磁通量；以及次级绕组，其位于第一pcb和第二pcb上和/或其中。
30.转换器组件优选地还包括：位于第一芯部与第二芯部之间的板状芯部，其中没有或几乎没有磁通量。转换器组件优选地还包括整流器电路，其中整流器电路的至少一个电子部件位于第一pcb或第二pcb上。初级绕组的匝优选地串联连接，并且次级绕组的匝优选地并联连接。
31.转换器组件优选地还包括：包括初级绕组的初级电路以及包括次级绕组的次级电路，其中初级电路包括第一开关和第二开关。初级电路优选地包括连接到第一开关和第二开关的谐振电路。
32.转换器组件优选地还包括连接到次级绕组的第一汇流条和第二汇流条。
33.根据本发明优选实施例，一种变压器组件包括：芯部，其包括由以2
×
3阵列布置的六个支腿连接的顶板和底板；初级绕组，其绕六个支腿中的每一个缠绕，使得初级绕组绕组以相反方向绕2
×
3阵列中的相邻支腿缠绕；以及次级绕组，其绕六个支腿中的每一个缠绕，使得次级绕组提供六个隔离输出。当电流在初级绕组中流动时，顶板和底板中的磁通量是六个支腿的每一个中的磁通量的一部分。
34.根据本发明优选实施例，转换器组件包括本发明的各种其他优选实施例的变压器组件、以及第一印刷电路板(pcb)，该第一pcb包括六个孔，芯部的六个支腿延伸穿过这六个孔。初级绕组和次级绕组位于第一pcb上和/或其中。
35.转换器组件还可以包括第二pcb，该第二pcb包括六个孔，芯部的六个支腿延伸穿
过这六个孔，其中初级绕组和次级绕组可以位于第二pcb上和/或位于第二pcb中，并且次级绕组可以提供额外的六个隔离输出。转换器组件还可以包括位于顶板与底板之间的板状芯部。
36.根据本发明优选实施例，一种转换器组件包括：第一印刷电路板(pcb)，其包括第一芯部和孔；第二pcb，其包括第二芯部和孔；多个支腿，其连接第一和第二芯部并且延伸穿过第一pcb中的对应孔和第二pcb中的对应孔；初级绕组，其位于第一pcb和第二pcb上和/或位于第一pcb和第二pcb中，使得当电流在初级绕组中流动时，在第一芯部与第二芯部之间的区域中，来自第一芯部的磁通量抵消或实质上抵消了来自第二芯部的磁通量；次级绕组，其位于第一pcb和第二pcb上和/或位于第一pcb和第二pcb中；初级侧电路，其将输入电压转换为第一电压并且连接到初级绕组；次级侧电路，其对来自次级绕组的输出进行整流；以及多个输出端子，其在第一pcb和第二pcb中的至少一个上，其输出对应的多个输出电压。
37.转换器组件还可以包括位于第一芯部与第二芯部之间的板状芯部，其中没有或几乎没有磁通量。多个输出电压可以都具有相同的值。输入电压可以包括多个输入电压。输入电压可以是交流(ac)电压。
38.根据以下参考附图对本发明的优选实施例的详细描述，本发明的上述和其他特征、元件、步骤、配置、特性和优点将变得更加显而易见。
附图说明
39.图1是半桥llc谐振转换器的电路图。
40.图2至图4、图5a、图5b、图5c、图6a和图6b示出了已知的变压器。
41.图7a至图7h示出了根据本发明优选实施例的变压器的开发过程。
42.图8至图10是根据本发明优选实施例的变压器组件的分解图和侧视图。
43.图11示出了根据本发明优选实施例的绕组pcb中的一个的层的代表性布局。
44.图12是根据本发明优选实施例的具有堆叠变压器的llc电路的图。
45.图13示出了根据本发明优选实施例的变压器。
46.图14示出了图10中所示的变压器的模型。
47.图15是图10中所示的变压器的磁通密度模型。
48.图16是具有隔离式dc-dc转换器作为栅极驱动器的矩阵型整流器的电路图。
49.图17是向相关技术的驱动器电源变流器提供ac初级电流的高频电源的电路图。
50.图18a和图18b是根据本发明优选实施例的隔离式电源的电路图。
51.图19示出了具有用于双通道隔离式dc-dc电源的一组芯部的变压器。
52.图20示出了具有可以用于6通道隔离式dc-dc电源的三组独立芯部的三个变压器。
53.图21a示出了没有磁通量抵消的三个集成芯部。
54.图21b示出了具有磁通量抵消的三个集成芯部。
55.图22示出了具有矩阵芯部变压器和多个输出的隔离式dc-dc转换器。
56.图23示出了具有堆叠矩阵芯部变压器和多个输出的隔离式dc-dc转换器。
57.图24示出了具有堆叠矩阵变压器和多个输出的隔离式dc-dc转换器。
具体实施方式
58.本发明的优选实施例涉及可以用于dc/dc谐振转换器——特别是高频llc转换器——的堆叠矩阵变压器。图1示出了这种堆叠矩阵变压器在半桥llc转换器中的典型应用。对于服务器等的高输出电流应用，需要将图1中示出为开关q3和q4的同步整流器(sr)并联连接以减小设备传导损耗，而与常规平面矩阵变压器相比，堆叠矩阵变压器是用于最小化绕组损耗的更好候选。将sr和输出滤波电容器co(图1中的输出电容器co可以包括多个电容器)集成到变压器次级绕组中降低了端接损耗。堆叠结构减少或最小化了次级电流回路的长度，从而降低了损耗，特别是对于高功率应用，并且降低了次级漏电感，从而减小了sr上的电压应力。
59.图7a至图7h中示出了竖直堆叠变压器的磁通量抵消的磁集成的发展过程。如图7a至图7d中可见，原矩阵变压器中的四个ui芯部core 1、core 2、core 3、core4可以通过重新布置初级侧绕组模式prix和磁通量抵消而减少为两组ui芯部core 1’、core 2’。基于以下公开，芯部损耗和芯部尺寸减少了30％以上：d.huang、s.ji和f.c.lee的《具有矩阵变压器的llc谐振转换器(llc resonant converter with matrix transformer)》，ieee trans.power electron.，第29卷，第8号，2014年8月，第4339-4347页。图7e示出了图7d中平面矩阵变压器的结构的侧视图。初级绕组和次级绕组都包括在一个pcb 7e10中。如果pcb 7e10在中间被切割，则可以通过将带有单独pcb 7f10的一组芯部放在另一个pcb 7f20之上来生成竖直堆叠的变压器，如图7f中所示。顶部绕组集和底部绕组集产生的磁通量在两个绕组集的中间相互抵消，使得中间芯部可以收缩成如图7g中所示的i形板，以进一步减小芯部体积和损失。两个pcb 7g10和7g20之间可以保持最小距离，以避免顶部pcb 7g10的底部部件与底部pcb 7g20的顶部部件之间的任何机械干扰。由于中间芯部中没有磁通量，因此可以通过完全移除中间的i形板状芯部并延长支腿来进一步简化这种堆叠变压器，如图7h中所示。所得变压器仅包含两个u形芯部，并且还可以降低制造成本。此外，可以实现更好的气流以帮助消散由sr和绕组生成的热量。
60.在具有400v输入dc总线的12v输出半桥llc转换器的示例中，高频变压器的匝数比可以设置为16：1。如图7a至图7d中所示以及如上所述，使用结构变化和磁通量抵消，芯部的数量可以减少到两个，并且可以移除图7c中的变体e芯部的中心支腿，因为没有磁通量流过它们。在图7g和图7h所示的堆叠矩阵变压器中，每个pcb包括位于pcb内层上的初级绕组，类似于图11中所示的布置。
61.图7e示出了图7d中所示的变压器结构的前视图，其中两个芯部附接到一个绕组pcb 7e10。如图7f中所示，通过将一个绕组pcb 7e10分成两组绕组并且堆叠两组绕组，可以将这种水平间隔结构改变为竖直堆叠结构。如图7f中所示，由顶部绕组集和底部绕组集生成的磁通量在两组绕组之间的中间部分相互抵消。因此，中间芯部可以收缩成如图7g中所示的板状芯部。替代地，因为没有磁通量流过该板状芯部，所以可以如图7h中所示移除该板状芯部。
62.图8至图10示出了示例性堆叠矩阵变压器80。为了提高功率密度并减小堆叠变压器的损耗，堆叠矩阵变压器的两个芯部竖直堆叠。如图8中所示，两个绕组pcb1和pcb2堆叠在分离的顶部u形芯部和底部u形芯部u core之间，并且由板状芯部plate隔开。绕组pcb 1、2的取向尽可能彼此靠近，在顶部绕组pcb 1的底部部件和底部绕组pcb 2的顶部部件之间
没有机械干扰，其可以包括八个sr和滤波电容器caps。绕组pcb 1、2通过 12v汇流条和返回汇流条rtn连接到主板。绕组pcb 1、2的初级绕组通过位于绕组pcb 1、2上的通孔中的电源引脚pin彼此电连接。图9和图10是堆叠变压器80的完整组件的视图。
63.与常规平面矩阵变压器相比，竖直堆叠结构最小化了次级电流行进路径的距离，从而可以减少铜损耗。次级电流行进路径的这种减少引起效率的提高。
64.例如，绕组pcb 1、2可以包括六层，顶层和底层包括次级绕组、sr和滤波电容器caps以最小化端接损耗，并且四个中间层是串联连接的初级绕组，每层有一匝。初级绕组和次级绕组的其他布置是可能的。例如，初级绕组可以位于顶层和底层上，而次级绕组可以位于中间层上。
65.图11示出了六层中每一层的示例性布局，包括底层bottom和绕组pcb 1、2的层1-5。绕组pcb 1、2两者的布局可以相同或可以不同。在图11中，加号
‘
’指示正输出端子，而减号
‘‑’
指示负输出端子。绕组pcb 1、2中的每一个上的初级绕组通过嵌入式过孔而串联连接。两个绕组pcb 1、2中的初级绕组还通过电源引脚pin串联连接(如图8中所示)。次级绕组和sr通过 12v汇流条和返回汇流条rtn在dc输出端子处并联连接，如图12中所示。 12v汇流条和返回汇流条rtn可以用于将堆叠矩阵变压器附接到诸如pcb之类的基板(未示出)。例如， 12v汇流条和返回汇流条rtn的支腿可以插入基板中的对应孔中，然后焊接以在堆叠矩阵变压器与基板之间建立机械连接和电连接。整流器电路的一个或多个电子部件(包括sr和输出电容器co)可以位于绕组pcb1、2的顶面和底面中。
66.图12示出了使用具有堆叠变压器的llc串联谐振电路的半桥dc-dc转换器的示例性llc电路图。如图12中所示，电容器cr、电感器lr和电感器lm的无源部件限定谐振电路，并连接到堆叠矩阵变压器tx的初级侧，并且开关q1和q2的有源部件连接到变压器tx的初级侧和输入电压vi。
67.图12还示出了堆叠变压器tx的电路表示，其包括并联的两个芯部core 1和core 2，其中每个芯部与两个初级绕组和四个次级绕组相关联。开关q
3t
、q
4b
、q
3b
、q
4t
、q
3t’、q
4b’、q
3b’和q
4t’包括在整流器电路中，并且作为同步整流器(sr)在变压器tx的次级侧上并联连接。输出电容器co连接到变压器tx的次级侧。如图11中所示，整流器电路的一个或多个电子部件(包括sr和输出电容器co)可以位于绕组pcb的顶层layer 1和底层bottom上。次级绕组的中心抽头在“ ”汇流条处连接在一起，并且开关q
3t
、q
4b
、q
3b
、q
4t
、q
3t’、q
4b’、q
3b’和q
4t’的漏极在
“‑”
汇流条处连接在一起。所有晶体管的开关可由控制器con 12进行操作。
68.可以在初级绕组与次级绕组之间包括屏蔽层(未示出)，并且该屏蔽层连接到初级接地以提高电磁干扰(emi)性能。
69.如图8中所示，可以使用板状芯部将两个绕组pcb 1、2分开。从图7中的磁通量分布分析可见，顶部绕组集生成的磁通量和底部绕组集生成的磁通量在板状芯部中相互抵消。因此，与图6的常规矩阵变压器相比，可以减少芯部损耗。由于没有磁通量流过板式芯部，因此可以如图13所示移除板式芯部。如图13中所示，变压器130可以仅包括两件式芯部1310，从而节省芯部材料和成本。此外，在这种配置中可以实现更好的气流，以帮助消除变压器的热量。不包括中间板可能会增加次级漏电感，从而导致sr的漏级到源极上的电压尖峰略高。然而，两个不同绕组pcb1、2上的sr的电压尖峰是一致的，因为两个绕组pcb1、2位于同一组变压器芯部内。相比之下，如图8中所示的带有板式芯部的变压器，两个绕组pcb 1、2属于两
组不同的变压器芯部，其中一些sr可能会由于两组芯部的容差而表现出更高的电压尖峰，尤其是在瞬态期间。
70.初级绕组和次级绕组不必如上所述分别串联和并联。可以使用任何串联/并联配置，并且这取决于输入和输出电压/电流额定值和变压器配置。此外，可以使用芯部结构的变体，诸如具有更多绕组集的形状或更多堆叠。上面讨论的竖直堆叠绕组集可以用于具有高功率密度的高效矩阵变压器，并且可以用于高频llc转换器设计。例如，三个绕组pcb或四个绕组pcb可以按照与上述相同的方式竖直堆叠，进一步增加变压器的功率容量。
71.图14示出了图7中所示的堆叠变压器140的模型的ansys模拟，其包括中间板(不可见)和在两个绕组pcb 1420与1430之间的i形芯部1410。图15中示出了图8中所示的堆叠变压器的芯部磁通密度的模拟。图15示出了由于磁通量抵消，中间板和i形芯部结构中的磁通密度b为零。因此，可以移除这个中间板，并且支腿可以相应地伸展。
72.图16是具有隔离式dc-dc转换器作为栅极驱动器的矩阵型整流器的电路图。图16中所示的隔离式dc-dc转换器既可以由图17的高频电源提供，或者可以由图18a和图18b的隔离式电源提供。
73.图18a和图18b是用于sic mosfet或集成栅极双极晶体管(igbt)的栅极驱动器的隔离式电源1800、1850的电路图。在图18a中，隔离式电源1800的初级绕组p1并联连接，而在图18b中，隔离式电源1850的初级绕组p1串联连接。单对次级绕组中的次级绕组s1、s2可以连接在一起或进行中心抽头，该对次级绕组彼此不连接，以提供隔离输出的两个通道。如下文将进一步讨论，电源1800、180可以包括具有一个输入电压v
dc
的集成矩阵变压器tr1、初级侧转换电路1810、1860、在一个模块中提供12个并行输出的次级侧整流器电路，其中每个输出可以是经调节的或未经调节的dc输出v
ox
，其可以应用于具有1.5kv至5kv电压隔离的栅极。这些电源1800、1850可以为需要几kv隔离的多个负载供电。电源1800、1850的输出的数量和位置可以改变以满足负载的要求。如图18a和图18b中所示，整流器电路可以包括二极管d1、d2。替代地，整流器电路可以包括同步整流器。
74.随着电子设备中电压电平和功率半导体数量的增加，与图17中所示的具有相同容量、相同输出数量和相同隔离电压的电源相比，如图18a和图18b中所示的电源1800、1850将更有利。图18a和图18b中所示的电源1800、1850可以提供尺寸更小、重量更轻、效率更高、可靠性更高和成本更低的优点。
75.图18a和图18b中所示的电源1800、1850可以包括堆叠矩阵变压器。通过磁通量抵消，可以将两个单独的变压器集成到单个集成变压器中，该集成变压器具有如图19中所示的具有两个支腿的一组芯部corex，其类似于图7d中所示的布置。该组芯部corex可以通过包括两个支腿或支柱来限定完整的磁环，如图19中的圆圈所示，它们位于两个板之间，其中在图19中顶板示出为矩形，并且其中底板未示出，但位于顶板下方。左支腿中带圆圈的点指示磁通量指向图19的页面，而右支腿中带圆圈的x指示磁通量指向图19的页面之外。磁通量φ的箭头示出顶板中磁通量φ的方向是从左支腿到右支腿。图19中的螺旋形箭头所指的、每个支腿连同其对应的初级绕组形成单个变压器，该变压器可以用于提供隔离式dc-dc电源的一个通道，其类似于图7d中所示的布置。通过两个支腿，这种变压器结构可以提供隔离式栅极驱动器电源的两个通道。当需要六个通道时——这是三相转换器设计的常见情况，如图20中所示，可以使用三个变压器，每个变压器包括单独的芯部core1、core2和core3。
76.如图20中所示，支腿以2
×
3阵列布置的三组单独的芯部core1、core2和core3可以合并为支腿以2
×
3阵列布置的单组芯部corey和corez，如图21a和图21b中所示，使得通过仅包括一组芯部corey或corez和一个绕组pcb，可以显著简化变压器组件。在图21a中，磁通模式和芯部损耗与图20中所示的三组单独的芯部core1、core2、core3相同。通过将如图21b中所示的第二组芯部组core2旋转180
°
，可以实现磁通量抵消，使得顶板和底板内的总磁通密度可以小得多。换言之，最近的相邻支腿的初级绕组以相反方向缠绕。在图21a中，左支腿上的初级绕组逆时针缠绕，而右支腿上的初级绕组顺时针缠绕。相反，在图21b中，左顶支腿和左底支腿以及中间支腿逆时针缠绕，而左中间支腿以及右顶支腿和右底支腿上的初级绕组顺时针缠绕。图21a和图21b中的绕组方向仅是示例，并且其他绕组布置也是可能的。虽然每个支腿内的磁通量与图21a中所示的每个支腿的磁通量相同，但顶板和底板内的总磁通量φ1、φ2和φ3只是支腿中磁通量φ的一部分。因此，可以减小顶板和底板的厚度以保持相同的磁通密度，同时由于更小的芯部体积而降低芯部损耗。
77.图22至图24示出了具有多个输出的三个隔离式dc-dc转换器的结构和组件。图22示出了具有pcb 2210、第一板2220和第二板2230的隔离式dc-dc转换器2200。pcb 2210包括三个输入端子2240、在端子2250处的六个隔离输出、以及电路部件2260。如果隔离式dc-dc转换器2200是全桥转换器，那么第一输入端子可以连接到dc输入，第二输入端子可以连接到两个栅极驱动信号以驱动全桥转换器的一个支腿中的功率开关，并且第三输入端子可以连接到两个栅极驱动信号以驱动全桥转换器的另一支腿中的功率开关。pcb 2210还包括六个通孔2270，其中来自第二板2230的支腿穿过并且接触第一板2200。
78.pcb 2210上或其中的迹线可以限定初级绕组和次级绕组并且可以绕通孔2270延伸，因此绕第二板2240的支腿延伸。初级绕组和次级绕组可以位于pcb 2210上或pcb 2210内的多层上或单层上。初级绕组可以串联连接或者可以并联连接，如图18a和图18b中所示。如图18a和图18b中所示，每对次级绕组中的次级绕组可以连接在一起，并且该对次级绕组可以彼此断开。
79.尽管图22示出了支腿从第二板2230延伸，但其他布置也是可能的。例如，一些支腿可以从第二板2230延伸并且一些腿可以从第一板2220延伸，或者六个支腿可以从第二板2230延伸并且对应的六个支腿可以从第一板2220延伸，使得第二板2230的支腿在通孔2270中接触来自第一板2220的对应支腿。在dc-dc转换器2200中，如果需要调节，则可以通过添加后级调节器来调节每个隔离输出，包括例如降压转换器或低压差(ldo)调节器。转换器2200的初级电路和次级电路的部件2260可以与变压器绕组位于同一pcb 2210上，从而导致具有简单组装的非常紧凑的设计。如图18的示意图中所示，所有变压器支腿的初级绕组可以并联连接，以实现所有隔离输出通道的平衡输出电压。由于设计模块化，可以堆叠额外的pcb以增加输出通道的数量，如图23和图24中所示。
80.图23和图24的隔离式dc-dc转换器2300、2400提供十二个隔离输出并且可以用于实现图18a和图18b中的隔离式电源1800、1850，其中六个隔离输出由一个pcb 2310或2410提供，而另外六个隔离输出由另一个pcb 2315或2415提供。pcb 2310、2315或2410、2415上和/或其中的初级绕组的匝可以可以如同图18a中的初级绕组p1那样并联连接，或者可以如同图18b中的初级绕组p1那样串联连接。
81.如图23中所示，通过堆叠两个pcb 2310和2315来提供具有十二个输出通道的隔离
式dc-dc转换器2300。图23示出了隔离式dc-dc转换器2300包括两个pcb 2210和2315、第一板2320、第二板2330和中间板状芯部2325。pcb 2310包括三个输入端子2340、在输出端子2350处的十二个输出、以及电路部件2260。pcb 2310和2315也都包括六个通孔2370，其中来自第一板2320和第二板2330的支腿穿过这些通孔并且接触中间板状芯部2325。在图23所示的布置中，两个pcb 2310和2315被中间板状芯部2325堆叠并且分开。
82.如果第一板和第二板如图7g和图7h中所示堆叠，即，使用堆叠矩阵变压器，那么中板状芯部2325中的磁通量可以被抵消。由于中板状芯部2325中的磁通量抵消，可以通过移除中间板状芯部2325来进一步简化变压器结构，导致如图24中所示只有一组芯部。即，图24中的dc-dc转换器2400如同图23中的dc-dc转换器2300，但没有中间板状芯部。dc-dc转换器2400包括两个pcb 2410和2415、第一板2420和第二板2430。pcb 2410包括三个输入端子2440、在输出端子2450处的十二个输出、以及电路部件2460。pcb 2410和2415两者还包括六个通孔2470，其中来自第一板2320和第二板2330的支腿穿过这些通孔并且相互接触而没有中间板状芯部。两个pcb 2410和2415以所需的间距定向以提供适当的电压隔离，并且可以在两个pcb 2410与2415之间放置绝缘片。
83.图24中所示的dc-dc转换器2400的布置允许：使用包括输入端子2440、输出端子2450、具有磁通量抵消的堆叠变压器和两个pcb 2410和2415上的区域在内的紧凑结构将dc或ac输入电压转换为多个隔离输出，两个pcb 2410和2415上的区域包括用于初级侧全桥转换器或半桥转换器的部件、以及用于次级侧整流器和/或输出滤波器或其他相关电路的部件。
84.虽然上面已经描述了本发明的优选实施例，但是应当理解，在不脱离本发明的范围和精神的情况下，对本领域技术人员而言，变化和修改将是显而易见的。因此，本发明的范围仅由以下权利要求确定。