一种基于GaN功率件的三相交错并联PFC电路的制作方法

一种基于gan功率件的三相交错并联pfc电路
技术领域
1.本发明涉及电源设备技术领域，尤其涉及一种基于gan功率件的三相交错并联pfc电路。


背景技术：

2.功率因素简称pf，其表达式为：其中，λ为pf、为相移因素、thd为畸变因素。低pf的用电设备，对供电系统及输电系统存在不利影响，造成极大的功率损耗，甚至传输线路会因为功率因素的降低需要升级。iec 61000
‑3‑
2标准也明确规定，大于75w的用电设备，限制
‑
谐波电流发射限值（设备每相输入电流小于等于16a）。为此，功率因素校正pfc（power factor corrector）电源转换器应运而生。
3.随着新材料的发明应用，不同应用场景对pfc电源要求的不断提高：输入输出电流纹波小，体积小，电磁兼容性好、浪涌抑制强，大功率、高pf值等等，催生出了不同的拓扑结构和控制方式，各种不同的拓扑结构和控制方式又在不断地交错演变。
4.如申请号为cn201911337631.1的专利提出了一种三相交错并联降压型pfc电路及其控制方法，该电路设置有降压电感和滤波电容，并通过主控制器对电容电压外环、电感电流内环进行pid控制，同时进行前馈控制运算，得出pwm控制信号控制开关管，虽然该电路可使得电路的电容、电感的体积减小，开关管单体容量需求小，电网电流谐波减少。但是该电路的高频纹波较高、可靠性较低，且电磁兼容性也较差。


技术实现要素：

5.为了解决上述问题，本发明提供了一种基于gan功率件的三相交错并联pfc电路，包括信号采样电路、滤波电路、控制电路和主功率回路电路，所述信号采样电路包括电源输入电压采样电路、节点电压输入电路和输出电压采样电路，所述电源输入电压采样电路、节点电压输入电路和输出电压采样电路均与控制电路相连接，所述控制电路与滤波电路相连接，所述滤波电路与主功率回路电路相连接，所述主功率回路电路与输出电压采样电路相连接；所述主功率回路包括互相并联连接的第一相电路、第二相电路、第三相电路和开关电路。
6.具体的，所述第一相电路包括电感l1、开关管q1和开关管q4，所述电感l1一端与主功率回路电路输入端相连接，另一端分别与开关管q1源极和开关管q4漏极相连接，所述开关管q1漏极与开关电路相连接，所述开关管q4源极与开关电路相连接。
7.具体的，所述第二相电路包括电感l2、开关管q2和开关管q5，所述电感l2一端与主功率回路电路输入端相连接，另一端分别与开关管q2源极和开关管q5漏极相连接，所述开关管q2漏极与开关电路相连接，所述开关管q5源极与开关电路相连接。
8.具体的，所述第三相电路包括电感l3、开关管q3和开关管q6，所述电感l3一端与主功率回路电路输入端相连接，另一端分别与开关管q3源极和开关管q6漏极相连接，所述开关管q3漏极与开关电路相连接，所述开关管q6源极与开关电路相连接。
9.具体的，所述开关电路包括开关管q7、开关管q8、相互并联连接的电容c10和电阻r22，所述开关管q7漏极与主功率回路电路输出端相连接，开关管q7源极与开关管q8漏极相连接，所述开关管q8源极与输出电压采样电路相连接；相互并联连接的电容c10和电阻r22一端与主功率回路电路输出端相连接，另一端与输出电压采样电路相连接。
10.具体的，所述开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4、开关管q5、开关管q6、开关管q7和开关管q8均采用具有集成式驱动器和保护功能的半桥功率器件。
11.具体的，所述滤波电路采用emi滤波器。
12.具体的，所述控制电路采用电流内环和电压外环的双环控制系统，所述电流内环通过比较输入电压和输入电流的相位，控制高频开关管的关断，实现输入电流与输入电压的同频同相，所述电压外环用以保持主功率回路电路输出电压的稳定。
13.本发明的有益效果在于：实现了更小的高频纹波、更高的可靠性、更好的电磁兼容性，功率因素pf≥0.99，且体积更小。
附图说明
14.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。
15.图1为本发明电路结构示意图；图2为t0
‑
t1时刻第一相电路电流流向图；图3为t1
‑
t2时刻第一相电路电流流向图；图4为t2
‑
t3时刻第一相电路电流流向图；图5为t3
‑
t4时刻第一相电路电流流向图；图6为vi＞1/2vout时电感l1电流变化图；图7为vi＜1/2vout时电感l1电流变化图；图8为三相交错tcm实现的流程图；图9为工频周期内电感电流变化图；图10为双环控制流程图。
具体实施方式
16.为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
17.因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通
技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
18.下面结合附图，对本发明的一些实施方式作详细说明。在不冲突的情况下，下述的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
19.实施例1：参阅图1，一种基于gan功率件的三相交错并联pfc电路，包括信号采样电路、滤波电路、控制电路和主功率回路电路，所述信号采样电路包括电源输入电压采样电路、节点电压输入电路和输出电压采样电路，所述电源输入电压采样电路、节点电压输入电路和输出电压采样电路均与控制电路相连接，所述控制电路与滤波电路相连接，所述滤波电路与主功率回路电路相连接，所述主功率回路电路与输出电压采样电路相连接；所述主功率回路包括互相并联连接的第一相电路、第二相电路、第三相电路和开关电路，通过主功率回路的第一相电路、第二相电路和第三相电路并联交错开通，相较于单相或两相并联模式，进一步降低了每相的开关频率，降低了高频纹波。
20.进一步的，在本实施例当中，所述第一相电路包括电感l1、开关管q1和开关管q4，所述电感l1一端与主功率回路电路输入端相连接，另一端分别与开关管q1源极和开关管q4漏极相连接，所述开关管q1漏极与开关电路相连接，所述开关管q4源极与开关电路相连接。
21.进一步的，在本实施例当中，所述第二相电路包括电感l2、开关管q2和开关管q5，所述电感l2一端与主功率回路电路输入端相连接，另一端分别与开关管q2源极和开关管q5漏极相连接，所述开关管q2漏极与开关电路相连接，所述开关管q5源极与开关电路相连接。
22.进一步的，在本实施例当中，所述第三相电路包括电感l3、开关管q3和开关管q6，所述电感l3一端与主功率回路电路输入端相连接，另一端分别与开关管q3源极和开关管q6漏极相连接，所述开关管q3漏极与开关电路相连接，所述开关管q6源极与开关电路相连接。
23.进一步的，在本实施例当中，所述开关电路包括开关管q7、开关管q8、相互并联连接的电容c10和电阻r22，所述开关管q7漏极与主功率回路电路输出端相连接，开关管q7源极与开关管q8漏极相连接，所述开关管q8源极与输出电压采样电路相连接；相互并联连接的电容c10和电阻r22一端与主功率回路电路输出端相连接，另一端与输出电压采样电路相连接。
24.进一步的，在本实施例当中，所述开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4、开关管q5、开关管q6、开关管q7和开关管q8均采用具有集成式驱动器和保护功能的半桥功率器件。优选的，采用gan mosfet管，gan氮化镓作为第三代半导体功率器件，能隙宽、击穿电场强度高、高电子饱和速度快，是研制高温大功率电子器件和高频微波器件的重要材料。在本发明中，因为gan的使用，可在三相交错图腾柱无桥pfc的拓扑结构下实现tcm的控制模式。
25.所述开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4、开关管q5和开关管q6工作在高频开关周期，所述开关管q7和开关管q8工作在工频周期。当开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4、开关管q5和开关管q6作为续流mosfet时，如果采用si
‑
mosfet，作在ccm模式会有比较大的反向恢复损耗，不能实现大功率应用。工作在bcm（临界模式）或dcm状态下，开关管q4、开关管q5和开关管q6工作在硬开关状态，开关管应力较大，不能实现高功率密度的应用。所以在本实施例当中，采用了三角波的tcm控制模式，并选用gan mosfet管作为续流管，所谓的tcm（triangular current mode），是三角波电流模式：控制器监控电感电流，一旦检
测到电流等于0，功率开关管再导通tr时长后闭合。tr值由coss电容和输入电压的动态值计算得到。
26.进一步的，在本实施例当中，所述电源输入电压采样电路包括电阻r1
‑
r6，电阻r1一端连接vdc1，另一端连接电阻电阻r5、电阻r6和控制电路ac_nact端，电阻r5一端连接滤波电路ac_n端，电阻r6一端接地；电阻r2一端连接vdc1，另一端分别连接电阻r3、电阻r4和控制电路ac_lact端，电阻r3另一端连接滤波电路ac_l端，电阻r4一端接地。
27.进一步的，在本实施例当中，所述节点电压输入电路包括包括a相节点电压采样、b相节点电压采样、c相节点电压采样，所述a相节点电压采样包括电容c3和c4，电阻r7、r8和r13，所述电容c3一端分别连接电阻r13和电阻r7，所述电容c4一端接地，所述电阻r8一端分别连接电阻r13、电阻r7和控制电路的swa_s端，另一端接地；b相节点电压采样包括电容c5和c6，电阻r10、r14和r9，其连接结构同a相节点电压采样；c相节点电压采样包括电容c7和c8，电阻r12、r15和r11，其连接结构同a相节点电压采样。
28.进一步的，在本实施例当中，所述输出电压采样电路包括电阻r16
‑
r21，电容c1和c2，电阻r16和r17一端同时接vdc1，电阻r16另一端分别连接电阻r18、电阻r20、电容c1和控制电路v0
‑
端；电阻r17另一端分别连接电阻r21、电阻r19、电容c2和控制电路v0 端，电阻r20、电容c1、电阻r21和电容c2的另一端均接地；电阻r18另一端与开关电路相连接；电阻r19另一端与主功率回路电路输出端相连接。
29.具体工作原理如下：具体参阅图1
‑
5，以第一相电路为例：在t0
‑
t1时刻，开关管q4与开关管q8导通，电感l1储能，电流回路为ac_l
→
l1
→
q4
→
q8
→
ac_n；在t1—t2时刻，开关管q4截止，开关管q1导通续流，电流回路为ac_l
→
l1
→
q1
→
c10/r22
→
q8
→
ac_n；在两个状态里，开关管q1与开关管q4进行高频切换，开关管q8在正半周始终导通。当电感l1中能量释放完成，电流为零以后，进入t2
‑
t3时刻，开关管q1继续短暂导通，此时vin<0.5vout，电感l1吸收输出电容c10能量储能，电感l1电流反向，电流回路为ac_n
→
q8
→
c10
→
q1
→
l1
→
ac_l。之后开关管q1管关断，进入t3
‑
t4时刻，电感l1通过ac_n
→
q4
→
q8
→
l1
→
ac_l回路续流。续流期间，开关管q4结电容电量被电感l1抽走，体二极管（body diode，或者叫寄生二极管）导通，开关管q4的vds压降锁定为0.6v，实现了zvs软开通，之后导通回路又从t0
‑
t1时刻开始循环。
30.l1电感电流波形如图6
‑
7所示，在vi<1/2vout的情况下，t0
‑
t1时刻，开关管q4开通期间，电感l1储能，电流按一定斜率增加；t1
‑
t2时刻，开关管q4关断期间，电感l1能量释放，电流减小。t2
‑
t3时刻，电感l1电流反向增大，t3
‑
t4时刻，电感l1电流反向减小。t2
‑
t4时刻，即为实现tcm模式控制的关键阶段，这个阶段使开关管q4实现的tvs软开通。在vi>1/2vout的情况下，开关管q4电流不能谐振到0，使用谷底开通以减小损耗。
31.其中，完整开关周期：t=ton toff tr ts
其中，t为高频管通断周期；ton为电感储能时间；toff为电感放能时间；tr为电感反向储能时间；ts为zvs软开关时间；vi为vin输入信号，为输入电压；is为电感储能峰值电流；ir为电感反向储能峰值电流；l为电感量；tx为zvs谐振时间；v0为输出电压；vr为谐振电压峰值。根据管子结电容和vi电压实时计算tr的大小，开通到tr时间后，电流达到负向峰值，然后关闭开关管q1，依靠电感反向峰值电流带走开关管q1、开关管q4的结电容，实现zvs。图1中节点电压ac_lact/ac_nact为ac线电压与中性点电压检测信号，为vin输入信号。节电压swi、sw2、sw3为tvs检测电压。当检测到其值为0.6左右低电平时，开关管q4经过一个死区时间被触发导通。
32.其它两相电路（第二相电路和第三相电路）的工作原理同第一相电路一致。一个工频周期内的电感电流如图9所示，从图中可以看出，各相电感的电流频率相较于1相更小，交错以后，电流的幅值也更小，这样，后级所使用的平滑电容容量减小，有利于前级带pfc的电源完成高功率密度的设计。
33.具体的，三相交错tcm的实现如图8所示。
34.进一步的，在本实施例当中，所述滤波电路采用emi滤波器。
35.进一步的，在本实施例当中，所述控制电路采用电流内环和电压外环的双环控制系统，所述电流内环通过比较输入电压和输入电流的相位，控制高频开关管的关断，实现输入电流与输入电压的同频同相，所述电压外环用以保持主功率回路电路输出电压的稳定。通过双环控制系统进而增加pf值，减小thd值。其中：gcv(s)为电压环的补偿函数，电压环带宽设计在10hz左右；gin(s)为输入电压的采样和滤波，gci(s)为电流环补偿函数，电流环带宽设计在0.1
‑
0.05开关频率处；vm为载波幅值，gigd(s)为电感电流对占空比d的函数，zl(s)为电感电流到输出电压的阻抗，hi(s)为电流环采样函数，hv(s)为电压环采样函数。输出电压采样，通过hv(s)传递函数，得到一个采样值，与基准vref进行比较，得到一个误差值，再通过gcv(s)对误差值进行补偿，得到vcc，vcc与输入电压相乘再除以输入电压的有效值所得到的值与反馈电流比较得到一个误差值，误差值再通过gcv(s)补偿得到电流内环控制电压vci，通过发波产生一个占空比d，进而用这个占空比来控制输出电流与电压。（具体可参阅图10）对应到具体的电路设计，如图1所示，ac_nact与ac_lact为电源输入的火线和零线电压采样信号，为输入电压采样值。r1、r5、r6为零线电压采样分压电阻，其采样信号计算公式为：其中，为零线采样电压，为芯片内部基准电压，为零线电压。ac_lact为火线电压采样值，ac_n为火线电压，火线电压采样原理与零线相同，火线和零线采样通过控制器内部差模放大补偿，就得到计算tr值所需要的输入电压vi。
36.iinductor为电感电流采样信号，current sensor为电流采样电阻，也可选用tmcs1100完成电流采样功能。所采样的电流信号经过信号调节电路，实现信号放大。信号调节电路为由运放为核心器件组成的信号放大电路。该采样信号为双环控制中的电流环所需要的输入参数，用于逐周期滞环电流控制。
37.v0 /v0
‑
为输出电压采样输入信号。该信号同样通过控制器内部的差模运放电路
实现放大，为双环控制中的电压环所需输入参数，用以实现输出稳，压功能v0 计算公式为：其中，为pfc的输出电压值。v0
‑
的计算值与v0 相同。
38.swa、swb、swc为abc三相的节点电压。三个节点电压通过电阻分压转换为节点电压信号输入控制电路，该信号用于控制电路判断电感充放电情况，实现tcm控制功能。swa_s的计算公式如下所示：其中，为a相节点电压的采样信号。b相与c相的节点电压采样计算与a相同。
39.进一步的，在本实施例当中，所述控制电路采用c6000系列dsp处理器。
40.本发明可大大缩小反向恢复时间，实现tcm控制，提高驱动信号的质量，电流环带宽高，thd指标好；电压环带宽的选择可以避免对pfc输入电流的调制作用。本发明为高性能服务器电源，通信电源，工业电源，大功率家电的前级pfc提供了非常优秀的解决方案。本发明可减小高频纹波，降低thd，提高pfc电源变换器的电磁兼容特性。而更小的高频纹波，又可以使后极平滑电容的所需容量更小，从而可有效减小变换器的体积，是设计高密度电源的一个解决方案。该电路拓扑如果工作在ccm模式，会有比较大的反向恢复损耗，不能做大功率应用，故该变换器的控制模式采用tcm控制模式，使高频管实现软开关，实现该拓扑的大功率应用。基于gan所具有的快恢复能力强，电场击穿强度高的特点，功率管的开关损耗减小，死区时间缩短，进一步提高变换器的可靠性，实现了变换器的大功率输出。控制环路部分，通过控制输入电流与输入电压同频同相，实现了的增大，thd的减小，从而提高pf值，使pf≥0.99。
41.本发明适用于多种空间有限的设计，如服务器、电信和工业应用，硬件设计符合传导发射、浪涌和eft(电快速瞬变脉冲群)要求。
42.需要说明的是，对于前述的实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本技术并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本技术，某一些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作并不一定是本技术所必须的。
43.此外，术语“连接”、“设置”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“连接”、“设置”的特征可以明示或者隐含的包括一个或者更多个该特征。而且，术语“连接”、“设置”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。
44.上述实施例中，描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。