功率变换器及其控制电路的制作方法

1.本发明涉及开关电源技术领域，更具体地，涉及一种功率变换器及其控制电路。


背景技术：

2.功率变换器用于将输入电压转换成预定的输出电压供给负载。现有的功率变换器包括第一开关管、第二开关管、电感和控制电路。控制电路用于控制第一开关管和第二开关管的导通和关断状态，使得电感交替储存电能和供给电能，从而产生输出电压和/或输出电流。
3.在恒定导通时间下，根据反馈信号与基准电压进行比较从而控制第一开关管的导通时刻，根据输出电压与输入电压进行比较从而控制第一开关管的关断时刻。在第一开关管导通的情况下，第二开关管关断，在第一开关管关断期间，第二开关管续流。在每个开关周期中，第一开关管的关断时间基本恒定而导通时间根据反馈信号可变，从而可以调节开关信号的占空比，以维持输出电压和/或输出电流恒定。
4.在理想条件下，功率变换器的占空比d0为：
5.d0＝vout/vin
6.其中，vout表示功率变换器的输出电压，vin表示功率变换器的输入电压。
7.又因为，现有技术在设计功率变换器时，一般通过理想占空比来计算功率变换器的开关频率，因此可以得到功率变换器的理想频率f0为：
8.f0＝1/t0＝d0/ton0＝vout/(vin
×
ton0)
9.在实际应用时，由于第一开关管和第二开关管存在导通电阻，所以功率变换器的实际占空比d1为：
10.d1＝(vout i
×
rn)/(vin i
×
rn-i
×
rp)
11.其中，rp和rn分别表示功率变换器中的第一开关管和第二开关管的导通电阻，i表示功率变换器的负载电流。
12.由此，可以得到在实际应用时功率变换器的实际频率f1为：
13.f1＝1/t1＝d1/ton0＝(vout i
×
rn)[(vin i
×
rn-i
×
rp)
×
ton0]
[0014]
在电路中第一开关管和第二开关管的导通电阻接近的情况下，上式变为：
[0015]
f1＝1t1＝d1/ton0＝(vout i
×
rn)/(vin
×
ton0)
[0016]
其中，ton0表示预设的第一开关管的导通时间。
[0017]
由上式可以看出，现有技术的功率变换器的实际频率f1要大于理想频率f0，并且当功率变换器的负载端的负载电流i出现变化时，会导致变换器的实际频率f1也发生变化，变换器的实际频率不断变化会增大电路对输出电压的滤波难度，导致输出电压的纹波较大，影响后级系统的正常工作。


技术实现要素：

[0018]
鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种功率变换器及其控制电路，维持功率
变换器的开关频率的恒定。
[0019]
根据本发明实施例的一方面，提供了一种功率变换器的控制电路，所述功率变换器包括第一开关管和第二开关管，所述控制电路用于生成开关信号，以控制所述第一开关管和所述第二开关管的导通和关断，使得所述功率变换器根据输入电压得到输出电压，其中，所述控制电路还用于根据所述开关信号的占空比反馈调节所述第一开关管的导通时间，从而使得所述功率变换器的开关频率恒定。
[0020]
优选地，所述控制电路包括：导通信号发生电路，用于产生导通控制信号；斜坡电压发生电路，用于根据与所述输入电压具有第一比例系数的第一电压信号产生斜坡电压信号；关断信号发生电路，用于根据所述斜坡电压信号、与所述输出电压具有第二比例系数的第二电压信号产生关断控制信号；逻辑电路，用于根据所述导通控制信号和所述关断控制信号产生第一开关信号和第二开关信号，以分别控制所述第一开关管和所述第二开关管的导通和关断，其中，所述控制电路还包括导通时间调整电路，所述导通时间调整电路适于根据表征所述开关信号的占空比的所述斜坡电压信号和所述第一电压信号生成一调节信号，以调节所述关断控制信号。
[0021]
优选地，所述导通时间调整电路包括：滤波网络，与所述斜坡电压发生电路连接以接收所述斜坡电压信号，并根据所述斜坡电压信号得到第三电压信号；以及跨导放大器，同相输入端用于接收所述第三电压信号，反相输入端用于接收所述第一电压信号，所述跨导放大器根据所述第一电压信号和所述第三电压信号生成所述调节信号。
[0022]
优选地，所述斜坡电压发生电路包括：压流转换模块，用于将所述第一电压信号转换为第一电流；第一电容，第一端与所述压流转换模块连接，第二端接地，所述第一电容和所述压流转换模块的中间节点用于提供所述斜坡电压信号；第一开关，连接于所述第一电容的两端之间；单脉冲模块，用于根据所述第一开关信号生成一单脉冲信号，所述第一开关的控制端受控于所述单脉冲信号，其中，当所述单脉冲信号为无效状态时，所述第一开关断开，所述第一电流对所述第一电容充电，当所述单脉冲信号为有效状态时，所述第一开关导通，所述第一电容经由所述第一开关对地放电。
[0023]
优选地，所述导通信号发生电路包括：基准电压模块，用于生成一基准电压；第一比较器，同相输入端用于接收表征所述输出电压的反馈信号，反相输入端用于接收所述基准电压，输出端用于提供所述导通控制信号。
[0024]
优选地，所述关断信号发生电路包括：第二比较器，同相输入端用于接收所述第二电压信号，反相输入端用于接收所述调节信号，输出端用于提供第四电压信号；第一电阻，连接于所述第二比较器的反相输入端和输出端之间；第三比较器，同相输入端用于接收所述斜坡电压信号，反相输入端用于接收所述第四电压信号，输出端用于提供所述关断控制信号。
[0025]
优选地，所述滤波网络包括：第二电阻，第一端与所述斜坡电压信号连接，第二端与所述跨导放大器的同相输入端连接；以及第二电容，第一端与所述第二电阻第二端连接，第二端接地，所述第二电容和所述第二电阻的中间节点用于输出所述第三电压信号。
[0026]
根据本发明实施例的另一方面，提供了一种功率变换器，包括：功率级电路，所述功率级电路包括第一开关管和第二开关管，以及上述的控制电路。
[0027]
优选地，所述功率级电路选自buck拓扑、boost拓扑，buck-boost拓扑、flyback拓
扑以及forward拓扑。
[0028]
本发明实施例的控制电路用于根据功率变换器的开关信号的实际占空比反馈调节第一开关管的导通时间，从而使得功率变换器的开关频率接近理想开关频率。
[0029]
在进一步的实施例中，控制电路还包括跨导放大器，当电路的开关信号的实际占空比发生变化时，跨导放大器的输入端的电压也会发生变化，跨导放大器将输入端的电压变化量转换为输出端的调节信号的变化量，并根据调节信号改变第一开关管的实际导通时间，由此可以实现在任意占空比下功率变换器的开关频率均接近理想开关频率，使得功率变换器的开关频率保持恒定，提高功率变换器的稳定性。
附图说明
[0030]
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
[0031]
图1示出根据本发明实施例的功率变换器的电路示意图；
[0032]
图2示出图1中的导通信号发生电路的电路示意图；
[0033]
图3示出图1中的斜坡电压发生电路的电路示意图；
[0034]
图4示出图1中的导通时间调整电路的电路示意图；
[0035]
图5示出图1中的关断信号发生电路的电路示意图；
[0036]
图6示出本发明实施例的功率变换器的波形示意图。
具体实施方式
[0037]
以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。
[0038]
应当理解，在以下的描述中，“电路”可包括单个或多个组合的硬件电路、可编程电路、状态机电路和/或能存储由可编程电路执行的指令的元件。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
[0039]
在本技术中，开关管是工作开关模式以提供电流路径的晶体管，包括选自双极晶体管或场效应晶体管的一种。开关管的第一端和第二端分别是电流路径上的高电位端和低电位端，控制端用于接收开关信号以控制开关管的导通和关断。mosfet(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)包括第一端、第二端和控制端，在mosfet的导通状态，电流从第一端流至第二端。p型mosfet的第一端、第二端和控制端分别为源极、漏极和栅极，n型mosfet的第一端、第二端和控制端分别为漏极、源极和栅极。
[0040]
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。
[0041]
图1示出根据本发明实施例的功率变换器的电路示意图。该功率变换器100包括集成在同一集成电路芯片中的控制电路和功率级电路。控制电路包括导通信号发生电路110、斜坡电压发生电路120、关断信号发生电路140以及逻辑电路150。功率级电路包括第一开关管mp0、第二开关管mn0、电感lx和输出电容cout等分立元件，以及负载。
[0042]
该功率变换器100用于根据输入电压vin为负载提供输出电压vout。参照图1，功率级电路的第一开关管mp0和第二开关管mn0串联连接起来，第一开关管mp0的第一端连接至输入电压端，用于接收输入电压vin，第二开关管mn0的第二端接地。第一开关管mp0的第二端和第二开关管mn0的第一端共同连接至电感lx，用于向外部电感lx提供充电和放电路径。
[0043]
在功率变换器100中，导通信号发生电路110用于根据表征功率变换器的输出电压vout的反馈信号fb产生导通控制信号set。其中，所述导通控制信号set用于控制第一开关管mp0的关断时间。
[0044]
斜坡电压发生电路120用于根据与功率变换器的输入电压vin具有第一比例系数的第一电压信号v1产生斜坡电压信号vramp。
[0045]
关断信号发生电路140用于根据斜坡电压信号vramp、与功率变换器的输出电压vout具有第二比例系数的第二电压信号v2产生关断控制信号reset。其中，所述关断控制信号reset用于控制所述第一开关管mp0的导通时间。
[0046]
逻辑电路150用于根据所述导通控制信号set和所述关断控制信号reset产生第一开关信号tg和第二开关信号bg，第一开关信号tg和第二开关信号bg分别用于驱动第一开关管mp0和第二开关管mn0。
[0047]
在每个开关周期中，第一开关管mp0和第二开关管mn0交替导通和关断，对电感lx进行充电和放电，从而为负载提供输出电压。通过调节第一开关信号tg和第二开关信号bg的占空比，将输出电压维持在恒定值。
[0048]
在该实施例中，控制电路还用于根据功率变换器100的开关信号的实际占空比反馈调节第一开关管mp0的导通时间，从而使得功率变换器100的开关频率接近理想开关频率，使得功率变换器的开关频率保持恒定，提高功率变换器的稳定性。进一步的，所述控制电路还包括导通时间调整电路130，导通时间调整电路130用于将功率变换器的占空比信息转换成电流信息，并根据该电流信息调节第一开关管mp0的导通时间。更进一步的，导通时间调整电路130用于根据表征开关信号的占空比信息的所述斜坡电压信号vramp和第一电压信号v1产生调节信号is，并根据所述调节信号is调节所述关断控制信号reset，从而调节所述第一开关管mp0的导通时间。
[0049]
图2示出图1中的导通信号发生电路的电路示意图。参照图2，导通信号发生电路110包括基准电压模块111和比较器112。
[0050]
基准电压模块111用于产生一基准电压ref，比较器112的同相输入端用于接收输出电压vout的反馈信号fb，比较器112的反相输入端用于接收所述基准电压ref，比较器112将反馈信号fb与基准电压ref进行比较，从而在输出端产生所述导通控制信号set。
[0051]
图3示出图1中的斜坡电压发生电路的电路示意图。参照图3，斜坡电压发生电路120包括单脉冲模块121、压流转换模块122、开关mn1以及电容c1。
[0052]
压流转换模块122用于将第一电压信号v1转换为第一电流i1，第一电压信号v1与输入电压vin成比例，即v1＝k1*vin，其中，k1为恒定的第一比例系数(在一种实施例中，k1＝0.2)。电容c1的第一端与压流转换模块122连接以接收所述第一电流i1，电容c1的第二端接地。电容c1与压流转换模块122的中间节点用于提供所述斜坡电压信号vramp。开关mn1连接于电容c1的两端之间，开关mn1的控制端与单脉冲模块111连接。单脉冲模块111用于根据第一开关信号tg生成一单脉冲信号oneshot。开关mn1例如选自n型mosfet，当单脉冲信号
oneshot为无效状态(例如低电平)时，开关mn1断开，第一电流i1对电容c1充电；当单脉冲信号oneshot为有效状态(高电平)时，开关mn1导通，电容c1经开关mn1对地放电。
[0053]
图4示出图1中导通时间调整电路的电路示意图。参照图4，导通时间调整电路130包括滤波网络131和跨导放大器132。
[0054]
滤波网络131与斜坡电压发生电路120连接以接收所述斜坡电压信号vramp，并根据所述斜坡电压信号vramp得到第三电压信号v3。由于斜坡电压信号vramp为交流信号，所以滤波网络131用于去除斜坡电压信号vramp中的交流分量，从而得到直流的第三电压信号v3。跨导放大器132的同相输入端用于接收第三电压信号v3，反相输入端用于接收所述第一电压信号v1，所述跨导放大器132根据第一电压信号v1和第三电压信号v3生成所述调节信号is。
[0055]
进一步的，滤波网络131包括电阻r2和电容c2，电阻r2的第一端用于接收斜坡电压信号vramp，第二端与跨导放大器132的同相输入端连接，电容c2的第一端与电阻r2的第二端连接，电容c2的第二端接地。其中，电阻r2和电容c2的中间节点用于输出所述第三电压信号v3。
[0056]
图5示出图1中关断信号发生电路的电路示意图。参照图5，关断信号发生电路140包括比较器141、比较器142以及电阻r1。
[0057]
比较器141的同相输入端用于接收第二电压信号v2，比较器141的反相输入端用于接收调节信号is，比较器141用于将二者进行比较，从而在输出端提供第四电压信号v4。电阻r1的第一端与比较器141的反相输入端连接，电阻r1的第二端与比较器141的输出端连接。
[0058]
比较器142的同相输入端用于接收斜坡电压信号vramp，比较器142的反相输入端用于接收所述第四电压信号v4，比较器142用于将二者进行比较，从而在输出端产生关断控制信号reset。
[0059]
在上述的实施例中，以降压式功率变换器为例对本发明进行说明，但是本领域的技术人员可以理解，本发明还用于任何拓扑，如buck(降压)电路、boost(升压)电路，buck-boost(升-降压)电路、flyback(反激)电路以及forward(正激)电路等。
[0060]
图6示出本发明实施例的功率变换器的波形示意图。其中分别示出反馈信号fb、基准电压ref、导通控制信号set、第四电压信号v4、斜坡电压信号vramp、关断控制信号reset以及第一开关信号tg随时间的变化。
[0061]
在一个开关周期内，反馈信号fb和基准电压ref共同控制第一开关管mp0的导通时刻，第四电压信号v4和斜坡电压信号vramp共同控制第一开关管mp0的关断时刻。第一开关管mp0的导通时间ton为开关信号的有效状态的持续时间。
[0062]
下面结合图1至图5对本发明实施例的功率变换器的工作原理进行说明。
[0063]
如图6所示，在时刻t0，导通控制信号set翻转为高电平，关断控制信号reset继续维持为低电平。第一开关信号tg翻转为高电平，第一开关管mp0导通，基准电压ref逐渐增大。同时，第一电流i1对电容c1充电，斜坡电压信号vramp逐渐增大。
[0064]
在时刻t1，斜坡电压信号vramp增大至第四电压信号v4，关断控制信号reset翻转为高电平，导通控制信号set为低电平，第一开关信号tg翻转为低电平，第一开关管mp0关断。同时，单脉冲模块121根据第一开关信号tg的下降沿生成一单脉冲信号oneshot，单脉冲
模块oneshot将开关mn1导通，从而将斜坡电压信号vramp的电压拉低至0v。
[0065]
在时刻t2，基准电压ref增大至反馈信号fb，导通控制信号set从低电平翻转为高电平，关断控制信号reset维持低电平。第一开关信号tg从低电平翻转为高电平，第一开关管mp0再次导通，从而开始下一开关周期。
[0066]
在上述开关周期中，第一开关管mp0的导通时间为时刻t0至时刻t1之间对应的时间段，第一开关管mp0的关断时间为时刻t1至时刻t2之间对应的时间段。
[0067]
在本发明实施例的功率变换器中，压流转换模块122将与输入电压vin成一定比例的第一电压信号v1转换为第一电流，因此第一电流i1为：
[0068]
i1＝0.2
×
vin/rx，
[0069]
其中，rx表示压流转换模块122中电阻的电阻值，所以在时间t内，斜坡电压信号vramp为：
[0070]
vramp＝(0.2
×
vin
×
t)/(rx
×
c1)
[0071]
其中，rx表示压流转换模块122中电阻的电阻值，c1表示电容c1的电容值。
[0072]
又因为本发明实施例的功率变换器为降压式变换器，所以输出电压vout大于输入电压vin，因此电路中存在从关断信号发生电路中的比较器的反相输入端流向导通时间调整电路中的跨导放大器的输出端的电流，该电流在电阻r1上产生压降，所以关断信号发生电路中的比较器142的反相输入端的第四电压信号v4为：
[0073]
v4＝0.4
×
vout is
×
r1
[0074]
结合上式可以得到，本发明实施例的功率变换器在实际应用中，第一开关管mp0的实际导通时间ton1为：
[0075][0076]
由上式可以看出，本发明实施例的功率变换器中第一开关管mp0的实际导通时间ton1大于预设导通时间ton0。此外，本发明实施例的功率变换器的实际开关频率f1为：
[0077]
f1＝1/t1＝d1/ton1
[0078]
因此，虽然本发明实施例的功率变换器的实际占空比d1大于预设占空比d0，但是导通时间调整模块130通过根据功率变换器的实际占空比d1反馈调节第一开关管mp0的实际导通时间，例如通过增大第一开关管mp0的实际导通时间，从而使得功率变换器100的开关频率接近理想开关频率。
[0079]
此外，又因为在时刻t1单脉冲模块121根据第一开关信号tg的下降沿生成一单脉冲信号oneshot，单脉冲模块oneshot将开关mn1导通，从而将斜坡电压信号vramp的电压拉低至0v。所以本发明实施例的功率变换器中斜坡电压信号vramp的电压幅值为0.4
×
vout is
×
r1，由于一般情况下is*r1的值很小，所以斜坡电压信号vramp的电压幅值约等于0.4*vout。斜坡电压信号vramp经过滤波网络131的滤波后得到第三电压信号v3＝0.2*vout。因此跨导放大器132的正相输入端和反相输入端分别接收0.2*vout和0.2*vin，当电路的开关信号的实际占空比发生变化时，跨导放大器132的输入端的电压也会发生变化，跨导放大器132将输入端的电压变化量转换为输出端的调节信号is的变化量。由上式可知，第一开关管mp0的实际导通时间ton1跟随调节信号is的变化而变化，由此可以实现在任意占空比下功率变换器的开关频率均接近理想开关频率，使得功率变换器的开关频率保持恒定，提高功
率变换器的稳定性。
[0080]
综上所述，本发明实施例的控制电路用于根据功率变换器的开关信号的实际占空比反馈调节第一开关管的导通时间，从而使得功率变换器的开关频率接近理想开关频率。
[0081]
在进一步的实施例中，控制电路还包括跨导放大器，当电路的开关信号的实际占空比发生变化时，跨导放大器的输入端的电压也会发生变化，跨导放大器将输入端的电压变化量转换为输出端的调节信号的变化量，并根据调节信号改变第一开关管的实际导通时间，由此可以实现在任意占空比下功率变换器的开关频率均接近理想开关频率，使得功率变换器的开关频率保持恒定，提高功率变换器的稳定性。
[0082]
应当说明，尽管在本文中，将器件说明为某种n沟道或p沟道器件、或者某种n型或者p型掺杂区域，然而本领域的普通技术人员可以理解，根据本发明，互补器件也是可以实现的。本领域的普通技术人员可以理解，导电类型是指导电发生的机制，例如通过空穴或者电子导电，因此导电类型不涉及掺杂浓度而涉及掺杂类型，例如p型或者n型。本领域普通技术人员可以理解，本文中使用的与电路运行相关的词语“期间”、“当”和“当
……
时”不是表示在启动动作开始时立即发生的动作的严格术语，而是在其与启动动作所发起的反应动作(reaction)之间可能存在一些小的但是合理的一个或多个延迟，例如各种传输延迟等。本文中使用词语“大约”或者“基本上”意指要素值(element)具有预期接近所声明的值或位置的参数。然而，如本领域所周知的，总是存在微小的偏差使得该值或位置难以严格为所声明的值。本领域已恰当的确定了，至少百分之十(10％)(对于半导体掺杂浓度，至少百分之二十(20％))的偏差是偏离所描述的准确的理想目标的合理偏差。当结合信号状态使用时，信号的实际电压值或逻辑状态(例如“1”或“0”)取决于使用正逻辑还是负逻辑。
[0083]
此外，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
[0084]
依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。