超宽带(UWB)链路配置方法和系统与流程

超宽带(uwb)链路配置方法和系统
相关申请的交叉引用
1.本技术要求于2019年3月18日提交的名称为“超宽带(uwb)链路配置方法和系统(ultra wideband(uwb)link configuration methods and systems)”的美国临时专利申请62/819,841的优先权的权益，该专利申请的全部内容通过引用并入本文。
技术领域
2.本发明涉及超宽带无线通信系统，并且更具体地涉及配置用于增强的超宽带无线链路性能的超宽带发射器和接收器以及用于所述通信系统的天线。


背景技术：

3.超宽带(uwb)技术是在很宽的频谱上在短距离内以非常低的功率传输作为调制编码脉冲的大量数字数据的无线技术。此类基于脉冲的传输是使用正弦波进行传输的替代方案，该正弦波随后被打开或关闭以呈现数字状态，如在诸如ieee 802.11(wi
‑
fi)、ieee 802.15无线个人区域网(pan)、ieee 802.16(wimax)、通用移动电信系统(umts)、全球移动通信系统(gsm)、通用分组无线业务(gprs)以及那些接入工业、科学和医用(ism)频带的网络和国际移动远程通信2000(imt
‑
2000)的当今无线通信标准和系统中所采用的。
4.uwb系统非常适合于各种环境中的短距离应用，诸如图1中所描述的环境，包括由第一住宅环境110所例示的外围和装置互连、由第二住宅环境120所例示的传感器网络、由工业环境130所例示的控制和通信、由医学成像150所例示的医学系统以及由个人区域网(pan)140所例示的pan。由于监管机构允许的低发射水平，此类uwb系统倾向于短距离室内应用，但是很明显的是，在放宽此类监管限制和/或不存在此类监管限制的情况下可以考虑多种其他应用，从而解决例如个人、电子装置、控制中心和电子系统之间通信的军事和民用需求。
5.因此，对于uwb发射器、uwb接收器和uwb收发器有益的是，利用在不同方向上定向的多个定向天线来确保对不期望的信号进行空间滤波并增加信号强度将。对于多个定向天线进一步有益的是合并集成巴伦(又称为平衡
‑
不平衡变换器，baluns)。
6.对于uwb发射器、uwb接收器和uwb收发器进一步有益的是，利用用于发射分组内的位/符号的多脉冲束的动态配置。此类动态配置用于增强链路服务质量。
7.对于uwb发射器、uwb接收器和uwb收发器进一步有益的是，利用发射器操作的一个或多个频带的动态配置。
8.对于uwb发射器、uwb接收器和uwb收发器进一步有益的是，利用提供全向辐射方向图的天线子系统，其中该天线子系统具有提供滤波的印刷电路板实现和提供小尺寸和低成本的巴伦功能。
9.在结合附图阅读本发明的具体实施例的以下描述时，本发明的其他方面和特征对于本领域普通技术人员将变得明显。


技术实现要素：

10.本发明的目的是减轻现有技术中与超宽带无线通信系统、更具体地与配置超宽带发射器和接收器以增强超宽带无线链路性能以及用于所述通信系统的天线相关的现有技术中的限制。
11.根据本发明的实施例，提供一种天线，包括:基板；第一天线结构，形成在基板上，在预定频率范围内操作，包括位于基板的第一表面上的第一图案和形成在基板的与基板的第一表面相对的第二表面上的第一接地平面；第二天线结构，形成在基板上，在所述预定频率范围内操作，包括位于基板的第一表面上的第二图案和形成在基板的第二表面上的第二接地平面；第一馈电结构，电耦接到第一天线结构和第一输入馈电部；和第二馈电结构，电耦接到第二天线结构和第二输入馈电部，其中第一天线结构和第二天线结构相对于基板的轴线相对于彼此成90
°
设置；以及第一输入馈电部和第二输入馈电部对齐并且平行于基板的轴线的两侧设置。
12.根据本发明的实施例，提供一种用于脉冲无线电的发射器，包括:用于发射的射频(rf)信号发生器，所述rf信号发生器接收要发射的数据信号和由时钟频率表征的时钟信号并耦接到rf天线和控制电路；所述控制电路用于控制发射数据的产生，使得被发射的每位包括由rf信号发生器产生的多个n个脉冲，其中，n个脉冲中的每个脉冲处于多个m个频率中的预定频率，具有预定幅度，并且具有预定脉冲长度；其中，n≥2并且m≥2；m和n是整数；根据时钟频率确定rf信号发生器的脉冲重复率；整数n取决于数据信号的位的持续时间和rf信号发生器的脉冲重复率；多个n个脉冲在数据信号的位的持续时间内被发射，并且包括处于多个m个频率下的脉冲；以及多个n个脉冲在预定频带内。
13.根据本发明的实施例，提供一种天线子系统，包括:超宽带无线电电路(uwb)，在预定频率范围上提供平衡输出信号；单极天线，具有单端输入，用于在所述预定频率范围上提供全向辐射方向图；和中间电路，包括巴伦和滤波器，用于将uwb无线电电路的平衡输出信号转换为单极天线的单端输入。
14.根据本发明的实施例，提供一种天线子系统，包括:超宽带无线电电路(uwb)，在预定频率范围上提供平衡输出信号；单极天线，具有差分输入，用于在所述预定频率范围上提供全向辐射方向图；差分低通滤波器，具有差分输入和差分输出，其中差分低通滤波器的差分输出耦接到单极天线的差分输入；和中间电路，包括差分馈电线，用于将uwb无线电电路耦接到差分低通滤波器，中间电路包含陷波滤波器，用于衰减在所述预定频率范围上施加到中间电路的信号的二次谐
波。
15.根据本发明的实施例，提供一种天线子系统，包括:超宽带无线电电路(uwb)，在预定频率范围上提供平衡输出信号；单极天线，用于在所述预定频率范围上提供全向辐射方向图；差分低通滤波器，具有差分输入和差分输出，其中差分低通滤波器的差分输出的第一输出耦接到单极天线的第一侧，并且差分低通滤波器的差分输出的第二输出耦接到单极天线的第二远侧；和中间电路，包括差分馈电线，用于将uwb无线电电路耦接到差分低通滤波器，中间电路包含陷波滤波器，用于衰减在所述预定频率范围上施加到中间电路的信号的二次谐波。
16.通过结合附图回顾本发明的具体实施例的以下描述，本发明的其它方面和特征对于本领域普通技术人员将变得明显。
附图说明
17.现在将参考附图仅通过示例的方式描述本发明的实施例，其中:
18.图1描绘了根据本发明实施例的uwb发射器、接收器和系统的应用；
19.图2描绘了根据本发明实施例的uwb发射器的框图；
20.图3a描绘了根据本发明实施例的支持双相相位加扰的uwb发射器的框图；
21.图3b描绘了根据本发明实施例的采用动态可配置和可编程脉冲序列的uwb发射器的框图；
22.图3c示意性地描绘了根据本发明实施例的多脉冲符号uwb协议；
23.图3d描绘了来自根据本发明实施例的uwb发射器的三个不同频率的脉冲；
24.图3e描绘了由根据本发明实施例的uwb发射器发射的位的脉冲序列及其发射功率谱；
25.图3f描绘了由具有和不具有双相相位加扰的根据本发明实施例的uwb发射器发射的位的脉冲序列及其发射功率谱；
26.图4描绘了根据本发明实施例的uwb接收器的框图；
27.图5描绘了根据本发明实施例的uwb接收器/收发器的接收器电路示意图；
28.图6描绘了根据本发明实施例的uwb收发器的电路示意图；
29.图7描绘了根据本发明实施例的紧凑型分集偶极天线；
30.图8a和图8b描绘了根据图7设计的设计用于3.5ghz至5.5ghz的分集偶极天线的实验结果；
31.图9a至图9c描绘了根据本发明实施例的如图7所描绘的设计用于3.5ghz至5.5ghz的分集偶极天线的对于三个不同平面的天线辐射方向图；
32.图10a和图10b描绘了根据本发明实施例的如图7所描绘的设计用于3.5ghz至5.5ghz的分集偶极天线的对于三个不同平面的天线增益和辐射效率；
33.图11描绘了本发明实施例的分集偶极天线的包络相关系数；
34.图12描绘了根据本发明实施例的具有寄生元件的环形天线；
35.图13a至图13d描绘了根据本发明的示例性实施例的如图12所描绘的环形天线内
的中央寄生元件和侧面寄生元件的影响；
36.图14a描绘了根据本发明实施例的如图12所描绘的环形天线内的寄生元件的长度和位置的改变引起的增益模式变化；
37.图14b描绘了根据本发明实施例的如图12所描绘的环形天线对接地平面的最小影响；
38.图14c示出了类似肉体的物质对根据本发明实施例的如图12所描绘的环形天线的影响；
39.图15a和图15b描绘了根据本发明实施例的分别在3.5
‑
5.5ghz和6
‑
9ghz下工作的制造的天线；
40.图15c和图15d描绘了分别在图15a和15b中描绘的分别在3.5
‑
5.5ghz和6
‑
9ghz下工作的根据本发明实施例的天线的示意图；
41.图16a描绘了在根据本发明实施例的环形滤波器内实现的短截线滤波器；
42.图16b描绘了在根据本发明实施例的环形滤波器内实现的槽线滤波器；
43.图16c描绘了在根据本发明实施例的环形滤波器内实现的短截线滤波器的结果；
44.图16d描绘了在根据本发明实施例的环形滤波器内实现的槽线滤波器的结果；
45.图17a描绘了根据本发明实施例的rat
‑
race混合巴伦的平面视图；
46.图17b描绘了根据本发明实施例的rat
‑
race混合巴伦的透视图；
47.图18a描绘了根据本发明实施例的rat
‑
race混合巴伦的回波损耗；
48.图18b描绘了根据本发明实施例的rat
‑
race混合巴伦的插入损耗；
49.图19a和图19b描绘了根据本发明实施例的rat
‑
race混合巴伦的幅度和相位平衡；
50.图20描绘了示例性地将频带分段成多个子频带以及在全频带、子频带和带陷波的子频带上工作的uwb发射器的模拟输出功率谱；
51.图21描绘了根据本发明实施例的uwb发射器的发射频带随时间的示例性分配(具有恒定频带分配或循环频带分配)；
52.图22描绘了根据本发明实施例的uwb发射器的发射频带的示例性分配(具有循环频带分配和后续频带序列改变)；
53.图23描绘了根据本发明实施例的uwb发射器的发射频带的示例性分配(具有循环频带分配和后续频带序列改变)；
54.图24至图26描绘了根据本发明实施例的uwb发射器的示例性频谱感测过程和发射频带分配(具有循环频带分配和后续频带序列改变以及进一步频谱感测过程)；
55.图27描绘了在由根据本发明实施例的uwb发射器进行发射期间可以变化和/或抖动的多脉冲束的特性；
56.图28描绘了根据本发明实施例的具有相同输出频谱分布的单个符号的多脉冲束的脉冲序列的示例性变化；
57.图29描绘了由根据本发明实施例的uwb发射器发射的分组，对分组内的不同多脉冲束采用不同的脉冲序列；
58.图30a和图30b描绘了由根据本发明实施例的uwb发射器发射的示例性分组，对每个分组内的多脉冲束采用不同的脉冲序列；
59.图31描绘了根据本发明实施例的双vivaldi天线系统的结构；
60.图32描绘了根据本发明实施例的如图31所描绘的双vivaldi天线系统的模拟s11(db)；
61.图33描绘了根据本发明实施例的如图31所描绘的双vivaldi天线系统的ecc；
62.图34a至图34c描绘了根据本发明实施例的如图31所描绘的双vivaldi天线系统在感兴趣频带上的天线辐射方向图；
63.图35a和图35b描绘了根据本发明实施例的双vivaldi天线系统的峰值实现增益和辐射效率；
64.图36描绘了利用具有动态天线选择的分集天线的uwb装置的配置；
65.图37描绘了根据本发明实施例的uwb接收器的配置，利用并联接收器信道，在每个分组层面上具有动态分集天线选择；
66.图38描绘了根据本发明实施例的两个uwb天线子系统的示例性框图；
67.图39描绘了根据本发明实施例的采用片式巴伦的uwb天线子系统的印刷电路板(pcb)实现的示例性层堆叠；
68.图40a至图40c描绘了根据本发明实施例的如图39所描绘的uwb天线子系统在感兴趣频带上的天线辐射方向图；
69.图41a和图41b描绘了根据本发明实施例的如图39所描绘的uwb天线子系统的s11和峰值增益；
70.图42描绘了根据本发明实施例的示例性pcb巴伦；
71.图43a至图43c描绘了根据本发明实施例的如图42所描绘的uwb天线子系统在感兴趣频带上的天线辐射方向图；
72.图44a和图44b示出了根据本发明实施例的如图42所描绘的uwb天线子系统的s11和峰值增益；
73.图45描绘了根据本发明实施例的示例性滤波环形天线模块；
74.图46a和图46b示出了根据本发明实施例的如图45所描绘的uwb天线子系统的s11和辐射效率；
75.图47a至图47c描绘了根据本发明实施例的如图45所描绘的uwb天线子系统在感兴趣频带上的天线辐射方向图；
76.图48描绘了根据本发明实施例的示例性差分贴片天线模块；
77.图49a至图49c描绘了根据本发明实施例的如图48所描绘的uwb天线子系统在感兴趣频带上的天线辐射方向图；和
78.图50a和图50b描绘了根据本发明实施例的如图48所描绘的uwb天线子系统的s11和辐射效率。
具体实施方式
79.本发明涉及超宽带无线通信系统，并且更具体地涉及配置用于增强的超宽带无线链路性能的超宽带发射器和接收器以及用于所述通信系统的天线。
80.后面的描述仅提供示例性实施例，并不旨在限制本公开的范围、适用性或配置。相反，后面对示例性实施例的描述将向本领域技术人员提供用于实现示例性实施例的使能性描述。应当理解的是，在不脱离所附权利要求书中所阐述的精神和范围的情况下，可以对元
件的功能和布置进行各种改变。
81.0.脉冲无线电超宽带系统
82.如上所述，上述uwb提供许多潜在的优势，诸如高数据速率、低成本实现以及低发射功率、测距、多径抗扰性和低干扰。美国联邦通信委员会(fcc)关于uwb的法规为室内uwb无线通信系统保留了3.1ghz和10.6ghz之间的未授权频段，其中低调节发射功率允许此类uwb系统与其他已授权和未授权的窄带系统共存。因此，可以更有效地利用有限的频谱资源。另一方面，具有其超宽带宽的uwb系统对于短距离应用的容量远高于当前的窄带系统。实现uwb通信的两种可能技术是脉冲无线电(ir)uwb和多载波或多带(mb)uwb。ir
‑
uwb利用超短(纳秒量级)脉冲的传输，但是某些情况下是为了增加处理增益，多于一个的脉冲代表一个符号。相反，mb
‑
uwb系统使用正交频分复用(ofdm)技术在子带中的每个子带上传输信息。尽管ofdm具有若干理想的特性，包括高频谱效率、对射频和多径干扰的鲁棒性。但是，它具有若干缺点，诸如上变频和下变频，需要混频器及其相关联的高功耗，并且对频率、时钟和相位的不准确性非常敏感。类似地，非线性放大破坏了ofdm的正交性。因此，mb
‑
uwb不适合于低功率和低成本的应用。
83.相比之下，ir
‑
uwb具有若干优点，包括若干千兆赫兹频谱的未授权使用，提供频谱使用的极大的灵活性，并且自适应收发器设计可以用于根据数据速率、操作范围、可用功率、所需服务质量和用户偏好来优化系统性能。此外，在非常短距离上进行多gb/s数据速率传输是可能的，并且由于ir
‑
uwb内的超短脉冲，它对多径干扰有很强的鲁棒性，并且在一些实现中，可以在接收器处解析更多的多径分量，从而产生更高的性能。此外，超短脉冲支持亚厘米级测距，同时缺乏上变频和下变频允许降低实现成本和较低功率收发器实现。有益的是，超短脉冲和低功率传输使得ir
‑
uwb通信难以被窃听。
84.如下文参照图2和图3中关于本发明的实施例所述的ir
‑
uwb发射器分别利用脉冲发生器以及之后的按需振荡器，以便从所产生的脉冲对脉冲进行上变频，同时避免对单独混频器的需求。通过可在标准cmos逻辑中实现，脉冲发生器和按需振荡器均可数字调谐，以便提供对脉冲带宽和中心频率的控制。此外，通过利用用于按需振荡器的数字控制环形振荡器，ir
‑
uwb发射器被设计成允许在脉冲重复率(prr)的量级上非常快速的频率调整。有利地，该技术在频谱可配置性方面提供与mb
‑
ofdm相同的优点，这是通过使用跳频方案顺序地改变发射频谱而实现的，同时保持ir
‑
uwb的优点。此外，通过提供具有与开
‑
关移位键控(ook)调制相结合的快速上电时间的高级占空比，根据本发明的实施例的ir
‑
uwb通过利用uwb符号的低占空比和仅一半符号需要发送能量而允许显著降低功耗。
85.除了定义uwb系统的工作频率范围之外，不同的监管机构都为uwb通信指定并执行特定的功率谱密度(psd)掩码。可以针对本发明的实施例采用的psd掩码是fcc掩码，对于该掩码，下面的表1总结了3100mhz
‑
10600mhz(3.1ghz
‑
10.6ghz)范围的掩码数据。
表1:不同频带下室内和室外fcc掩码
86.因此，很明显，3.1ghz
‑
10.6ghz频率范围内的
‑
41.3db/mhz的上限与为不干扰其它无线电而对给定频率的无意辐射施加的限值相同。基本上，对于给定频率，uwb无线电在允许的噪声水平下工作，这在e
p
、每脉冲的发射能量、最大频谱功率s、带宽b、比特率r
b
和每比特的脉冲数n
ppb
之间产生公式(1)中所呈现的关系。e
p
·
n
ppb
·
r
b
≤s
·
b
ꢀꢀꢀ
(1)
87.ieee已经发布了用于个人区域网(ieee 802.15.4a
‑
2007)、体域网(ieee 802.15.4a
‑
2007)和射频识别(ieee 802.15.4f
‑
2012)中的uwb无线电的物理层(phy)的一些标准。这些标准主要使用相对较大的脉冲，从而产生相对较窄的带宽，该带宽被上变频到特定的中心频率，以便填充预定的信道。数据采用脉冲位置调制(ppm)进行编码，双相移键控(bpsk)用于编码冗余数据。每一位由根据目标数据速率进行相位加扰的一个或多个脉冲组成。这些标准允许在信道可用性和数据速率方面具有相当大的灵活性。该标准还定义了数据包的前导码、报头和测距协议。
88.这些ieee标准在设计时考虑到多个用户，使用不同的信道来传输数据，从而对脉冲带宽施加严格的约束，并限制了传输的能量。关于非标准发射器的现有技术试图通过使用窄脉冲来更好地利用可用频谱，因此具有更大的带宽，从而根据公式(1)增加最大发射能量。因此，这些发射器是非标准的，并且还针对不同的数据速率、频率、脉宽等设计。此外，它们还使用各种编码方案，最值得注意的是ppm、ook或bpsk。
89.在下面描述的工作中，发明人已经建立了关于uwb系统、uwb发射器和基于能量的uwb接收器的改进，这些改进能够产生和适应各种ir
‑
uwb脉冲和位编码方案，从而支持来自符合ieee标准以及非标准两者的ir
‑
uwb发射器的通信。这些改进是针对uwb发射器、uwb接收器、uwb收发器和uwb系统进行的，诸如发明人在以下文献中描述和描绘的：wo/2019/000,075uwb“高能效超宽带脉冲无线电系统和方法”(2018年6月29日提交的pct/ca2018/000,135)；wo 2016/191,851“具有可扩展数据速率的频谱高效和高能效超宽带脉冲无线电的系统和方法”(2016年5月31日提交的pct/ca2016/000,161)；和wo/2015/103,692“与包括动态频率和带宽跳变的超宽带广播有关的系统和方法”(2015年1月7日提交的pct/ca2015/000,
007)。
90.1.ir
‑
uwb发射器电路
91.参考图2，示意性地描绘了根据本发明实施例的ir
‑
uwb发射器200的示例性架构，其由五个主块加上天线组成。首先，当来自于与门210的数据信号基于提供给与门210的控制信号为高电平时，脉冲发生器230以时钟间隔产生可编程脉冲。然后，来自脉冲发生器230的脉冲被可编程多环数字控制环形振荡器(dcro)240上变频。然后，来自dcro 240的输出耦接到可变增益放大器(vga)250，以便补偿脉冲幅度的任何频率依赖性。最后，驱动器260向天线270馈电，从而克服典型的封装寄生效应，诸如由于将收发器封装在四方扁平无引线(qfn)封装件内而产生的寄生效应。为了进一步减少根据本发明的实施例的ir
‑
uwb发射器(ir
‑
uwb
‑
tx)200的功耗，功率循环控制器220在数据信号为低电平时动态地接通或断开这些功能块。
92.现在参考图3a，示意性地描绘了根据本发明实施例的支持双相相位加扰的示例性ir
‑
uwb发射器的框图300。与图2中的用于根据本发明的实施例的ir
‑
uwb的没有双相相移的ir
‑
uwb发射器200相比，双相相移ir
‑
uwb(bps
‑
ir
‑
uwb)发射器不是由五个主块加上天线组成，而是包括6个主块。首先，当来自于与门310的数据信号基于提供给与门310的控制信号为高电平时，脉冲发生器330以时钟间隔产生可编程脉冲。然后利用可编程多环数字控制环形振荡器(dcro)340对来自脉冲发生器330的脉冲进行上变频。然后，来自dcro 340的输出耦接到双输出放大器(vga)350，以便补偿脉冲幅度的任何频率依赖性，并且还产生耦接到开关360的双相移输出信号，该开关在施加到开关360的开关控制信号“s”的作用下选择将两个信号中的一个耦接到输出功率放大器(驱动器)380。注意，可以通过影响dcro 340的启动条件来实现类似的相位选择方案，以便提供两个相位。这将以在dcro 340上增加控制启动条件控制信号为代价而排除对开关360的需要。
93.输出功率放大器380向天线370馈电，从而克服典型的封装寄生效应，诸如由于将收发器封装在四方扁平无引线(qfn)封装件内而产生的寄生效应。为了减少根据本发明实施例的由框图300表示的bps
‑
ir
‑
uwb发射器的功耗，功率循环控制器320在数据信号“pc”为低电平时动态地接通或断开这些功能块。因此，根据本发明实施例的bps
‑
ir
‑
uwb发射器基于施加到开关360的控制信号“s”发射具有或不具有相移的脉冲。如果现在从随机数据发生器或伪随机数据发生器馈送该控制信号，则耦接到bps
‑
ir
‑
uwb发射器的天线的所得脉冲将被伪随机或随机相移。
94.现在参考图3b，示意性地描绘了根据本发明实施例的示例性ir
‑
uwb发射器的框图3000。如所描绘的，脉冲模式块3010保持用于表示当前符号的脉冲的配置。由延迟锁定环(dll)3030根据符号速率时钟(即，20mhz)生成多个相位。每个时钟相位的上升沿表示符号脉冲束中的一个脉冲的开始。多路复用器3020由时钟相位的边沿触发，并从脉冲模式块3010中选择当前脉冲的配置。脉冲发生器(pulser，脉冲发生器)3050产生具有由多路复用器3020设置的脉冲宽度的脉冲，并且启用数字控制振荡器(dco)3040和功率放大器(pa)3060。当启用时，dco 3040产生频率由多路复用器3020设置的高斯形状脉冲，该脉冲随后由pa 3060放大并由天线3070辐射。
95.因此，脉冲模式块3010为符号或符号序列建立脉冲。以这种方式，更新脉冲模式块3010调整用于每个符号的脉冲序列，并且因此，可以基于一个或多个因素来动态更新脉冲
模式块3010，所述一个或多个因素包括但不限于网络环境数据、预定序列、日期、时间、地理位置、接收信号的信噪比(snr)和监管掩码。
96.参考图3c，示意性地描绘了根据本发明实施例的多脉冲符号uwb协议。参考第一图像3100a，描绘了包括一系列子脉冲3160a至3160c的位3160，每个子脉冲处于频率f1；f2；f3。因此，符号(位3160)的多脉冲频谱3180被描绘在第二图像3100b中，其通过将子脉冲3160a至3160c的各个脉冲频谱相加而概念性地获得(为了清楚起见，省略了相位加扰)，这与单脉冲现有技术方法相比，在增加总符号持续时间的同时增加带宽，同时保持uwb掩码3120以下的最大功率。这允许符号能量最大化，同时放宽接收器所需的定时要求和同步水平。具有不同参数组的任意数量的脉冲可以包括在束内，以使脉冲频谱定制为符合给定的要求。
97.现在参考图3d，描绘了根据本发明的实施例的uwb发射器(诸如在图2或图3a中描述和描绘的，而没有根据wo/2015/103,692的双相相位加扰)的三个不同频率设置的测量脉冲形状。第一至第三迹线3200a至3200c分别表示分别在2.4ghz、3ghz和4ghz下的单个脉冲。
98.参考图3e，描绘了，在第一迹线3300a中描绘了表示被发射的位的脉冲束，诸如wo/2015/103,692中所描述的，而第二迹线3300b描绘了所得的功率谱密度(psd)。明显的是，这允许通过跳频序列内每个脉冲的参数来管理最终信号的psd。所描绘的脉冲序列包括在2.4ghz下的4个脉冲、在3.5ghz下的2个脉冲和在4.0ghz下的3个脉冲。在整个频带上，所得的psd以约
‑
58dbm填充频谱。
99.现在参考图3f，描绘了根据wo 2016/191,851且如图3a所绘的脉冲束的功率谱和脉冲串，该脉冲束支持在大约3ghz至大约7ghz的频率范围上工作。第一图像3400a和第二图像3400b分别表示功率谱和脉冲序列，其中在产生和发射期间不存在随机频率或相位加扰。第三图像3400c和第四图像3400d描绘了脉冲的随机频率和随机相位加扰的结果，其中通过伪随机数据发生器建立的数据为每个脉冲设置相位。因此，明显的是，当比较第一图像3400a和第三图像3400c时，随机频率和随机相移的引入明显减少了根据本发明实施例的uwb发射器的发射频谱内的频谱线。
100.2.ir
‑
uwb接收器
101.参考图4，示意性地描绘了根据本发明的实施例的ir
‑
uwb接收器400的架构。因此，来自ir
‑
uwb发射器的信号经由天线410被接收并耦接到低噪声放大器(lna)420，然后是耦接到第一放大器430，其中所得信号由平方电路440平方，以便评估信号中能量的量。然后，平方电路440的输出被第二放大器450放大，被积分电路460积分，并由闪存adc 470评估以生成输出信号。还描绘了功率循环控制器480，其以与图2中ir
‑
uwb发射器200的功率循环控制器220类似的方式，分别动态地对lna 420、第一放大器430和第二放大器450、平方电路440和闪存adc 470上电和断电，以根据电路要求进一步降低功耗。
102.参考图5，描绘了根据本发明实施例的接收器500的示意图。来自天线510的rf信号最初由低噪声放大器(lna)520放大，然后被传递到两级rf放大器(amp1)530。第一平方混频器(mix1)540将信号与自身相乘以转换为中频(if)。三级可变增益放大器(vga)550进一步放大信号并实现带通滤波器功能。然后，vga 550输出耦接到第二平方混频器(mix2)560，该第二平方混频器将信号下变频到基带频率。并联积分器(int1和int2)对信号能量进行求和，信号能量由模数转换器(adc1和adc2)进行数字化并发送到数字处理器(为清楚起见未描绘出)。
103.3.ir
‑
uwb接收器
104.如wo/2019/000,075和wo 2016/191,851中所述，发明人通过建立定制集成dc/dc转换器和占空比收发器电路，建立了从睡眠模式开始的毫秒范围启动时间和从空闲模式开始的微秒范围启动时间的设计参数，所述定制集成dc/dc转换器和占空比收发器电路能够在低(1kbps)和中等数据速率(10mbps)下实现快速电路启动/关闭以获得最佳功耗。
105.为了保持良好的能量效率，总uwb收发器的元件(诸如根据本发明的实施例的图6中的收发器600所描绘的)已经被设计用于低静态睡眠电流和快速启动/睡眠时间。参考图6，电池(3.0v≤v
batt
≤3.6v)(为清楚起见未描绘出)为低频晶体振荡器615、睡眠计数器620和带隙基准610供电，尽管带隙基准610可以在本发明的其它实施例中进行占空比而不改变所要求保护的发明的范围，但低频晶体振荡器、睡眠计数器和带隙基准全部通常总是可操作的。它们的功耗将系统的最小功耗限制在亚微瓦级。当系统不处于睡眠模式时，集成降压dc
‑
dc转换器605由电池供电，并且这以高转换效率向系统的其余部分提供电源电压。dc
‑
dc转换器605的启动时间为若干符号周期的量级，以便使得浪费的能量最小化。在睡眠周期之间，pll 655激活以为系统提供基本时钟。接收器625和dll 660具有专用的断电控制器并且仅在帧发射/接收期间被激活。此外，发射器还通过其全数字架构进行功率循环，该全数字架构未描述为具有单独的控制器。由于基本时钟较低(例如20mhz)，数字合成模块的功耗较低。
106.原则上，功率循环收发器实现功耗随数据速率线性缩放，从而实现恒定的能量效率。在固定帧大小的情况下，通过调整睡眠周期的长度来获得多个数据速率，其中可达到的最大数据速率由帧本身中的符号速率确定。为了保存能量效率，睡眠期间的功耗必须低于平均功耗。对于高数据速率，当pll的功耗不会显著降低整体效率时，不需要pll断电。对于低数据速率，除带隙基准、晶体振荡器和睡眠计数器外，整个系统都可以在睡眠模式期间关闭。在这种情况下，pll的毫秒范围启动时间与睡眠周期相比可能微不足道，并且整体效率也不会显著下降。
107.如所描绘的，uwb收发器600还包括接收/发射开关690，该接收/发射开关耦接到天线，以分别在发射和接收期间选择性地将发射器6000或接收器625耦接到天线。uwb收发器600还包括频谱配置电路665(等同于图3b中发射器3000中的脉冲模式3010)、phy处理电路650、链路控制器645、缓冲器和接口电路640以及phy格式化电路635。uwb收发器600经由链路控制器645与客户端605通信。这样，链路控制器645例如可以使用有线协议(例如，串行外围接口(spi)与客户端605通信。
108.4.用于uwb系统的紧凑型偶极天线分集
109.4a.概述
110.室内无线通信经常受到各种传播现象的影响，如果不能适当解决，则该现象会降低信号质量。在室内环境中，多径干扰是导致链路质量严重下降的重要衰落来源。当无线电波在空气中传输时，它们将从不同的路径在接收器处被接收。基于它们的传播路径、障碍物和反射介质，这些接收到的信号将具有各种幅度和时间延迟(相位差)。当在接收器处组合时，来自不同路径的这些信号可能会部分地或在某些情况下完全地相互抵消，从而导致信号质量明显下降。在房间中有移动物体的动态环境中，此衰落效应会加剧。因此，在系统层面以及无线电和天线层面解决此问题至关重要。
111.天线分集技术经常用于减轻此问题。在该方法中，使用一个以上的天线来发射和接收无线信号。通常，为了具有最大可能的分集，天线正交定向以提供极化分集。此外，将天线放置在相邻天线之间约四分之一波长距离处确保了空间分集，从而提高了系统的效率。在此结构中，将从两个天线接收信号并相互比较这两个信号，并且在两者之间选择较强的信号。已经证明，此技术高效地减轻了动态和静态环境中的多径衰落。
112.文献中已经提出用于超宽带(uwb)天线分集的许多结构。然而，这些结构中的大多数是基于具有相对全向辐射方向图的单极天线。使用全向天线进行分集降低了此技术的效率，因为天线的辐射方向图将重叠，并且信号仍将从各种路径到达两个天线。因此，优选使用在不同方向上定向的多个定向天线，以确保对不期望的信号进行空间滤波。
113.因此，本发明人已经建立了新型的紧凑型天线分集结构，以与利用根据本发明的实施例的技术(在wo/2019/000,075、wo2016/191,851和wo/2015/103,692描述和描绘的那些)以及这些uwb装置的在此处或其他地方未进行描述的其他方面的uwb发射器、uwb接收器和uwb收发器一起使用。本发明的天线系统由两个uwb平面微带偶极天线组成，该天线通过具有定向辐射方向图而提供空间分集和极化分集。此结构的主要特性是紧凑型结构、宽带阻抗匹配、带宽上的稳定增益以及天线之间完美的包络相关性，使其成为高数据速率应用的强有力的候选。
114.4b.天线结构
115.天线的结构在图7中描绘。它由具有集成巴伦的两个宽带偶极天线组成。两个偶极相对于彼此成90
°
角放置，以确保最大的极化分集。如在图7中可以观察到，整个结构紧凑、轮廓低且成本低，使其适合于各种高数据速率室内应用。
116.4c.仿真结果
117.在ansys hfss中使用全波有限元(fem)法对天线进行了仿真，该ansys hfss是用于rf和无线设计的3d电磁场仿真器。|s11|(db)结果在图8a中描绘，表明两个天线在3.4ghz至5.8ghz(覆盖了加拿大蒙特利尔的spark microsystems公司开发的uwb无线电波的感兴趣的期望目标频带)内完美匹配。从图8b中明显看出，天线被完全隔离，其中在3.5ghz至5.5ghz，s21值低于
‑
25db。这主要是由于在两个不同方向上辐射的天线的定向性质。天线之间的良好隔离将确保低包络相关性，并因此确保更高的分集增益。
118.在图9a至图9c中分别针对不同的频率和三个不同的平面：在图9a至图9c中分别针对不同的频率和三个不同的平面：θ＝90
°
分别给出了天线的辐射方向图。如可以分别从这些图9a至图9c观察到，辐射方向图是完全定向的，并且一次只照射uwb无线电的一侧。这允许从另一方向接收的多径信号的衰减。当天线被切换时，无线电的另一侧将被激活。因此，在两个天线的组合覆盖无线电波模块周围的整个空间的同时，实现了完整的空间分集。
119.除了上述特征之外，天线在各种频率中具有均匀的辐射方向图，这确保了在整个期望频带上的稳定的链路质量。
120.天线的峰值实现增益在图10a中描绘，明显的是，峰值实现增益在从3.5至5.5ghz的范围内保持在4db左右。因此，通过使用此天线，无线电波将能够在带宽上使用单个输出功率分布。此外，天线将衰减在期望带宽之外的信号。由于天线的高实现增益，无线电波的覆盖范围在室内环境以及室外环境中都得到了增强。天线的辐射效率也在图10b中描绘，在期望的频率范围上具有超过90％的辐射效率。
121.可以使用称为包络相关系数(ecc)的度量来分析天线分集性能。测量结果显示天线之间如何相关。由于天线具有完全不同的极化并且被很好地隔离，因此对于此类配置，预期ecc将非常低。可以使用公式(1)使用两个天线的s参数来计算ecc。
122.所得的ecc在图11中描绘。如所预期的，在工作带宽上实现了非常低的ecc值，从而产生天线的非常好的分集效率。
123.5.具有寄生元件uwb环形天线(loop antenna)
124.5a.概述
125.本发明的天线使用差分驱动的环形元件(loop element)。如图12中所描绘的，环形元件1210耦接到差分馈电(或差分馈电部，differential feed)1250。在环形元件的两侧分别布置第一寄生(非驱动)元件1220和第二寄生元件1230，环形元件的中央为第三寄生元件1240。第一寄生元件1220和和第二寄生元件1230耦接到下面的接地平面，并用于调谐低频截止。中央的第三寄生元件1240用于调谐较高截止频率。此外，第一寄生元件1220至第三寄生元件1240分别允许减小天线的整体尺寸。
126.5b.性能
127.图13a描绘了在2ghz至6ghz频率范围上测量和仿真的具有寄生元件的uwb环形天线的|s11dd|(db)结果。参考图13b，描绘了中央谐振器对标称|s11dd|的影响，而图13c描绘了侧面谐振器对标称|s11dd|的影响。因此，图13d描绘了具有和不具有所有谐振器的天线的性能。
128.天线是全向的，并且具有在频率上稳定的低增益。可以通过改变谐振器的位置和长度来调谐增益模式。图14a描绘了天线的增益与频率的关系。参考图14b，明显的是，天线匹配被接地平面的宽度最小地影响，其中描绘了对于从35mm至200mm的不同接地平面尺寸在2ghz至6ghz频率范围上的|s11dd|(db)结果。图13a至图13d和图14a至图14b描绘了|s11dd|，该|s11dd|是与差分模式中反射的功率相关的混合模式s参数。
129.当类似肉体的物质靠近天线时，得到了类似的结果，表明天线可以在身体部位附近使用而不会失谐。这些结果在图14c中描绘。
130.参考图15a和图15b，描绘了采用相同设计方法的两种天线设计。在这两种情况下，基板的宽度为40mm(1.6英寸)。图15a中的天线设计用于在6ghz至9ghz的频率范围上工作且尺寸为10mm x 16mm(～0.4英寸x 0.65英寸)，而图15b中的天线设计用于在3.5ghz至5.5ghz的频率范围上工作且尺寸为19mm x 34mm(～0.75英寸x 1.4英寸)。在图15c和图15d中分别描绘了两个天线的示意图。
131.5c.滤波
132.发明人还修改了环形天线，以增加带阻滤波以及允许通过寄生元件(诸如分别在图12中的第一寄生元件1220至第三寄生元件1240)进行低频截止调谐和高频截止调谐。因此，发明人采用了如图16a中所绘的短截线滤波器(stub
‑
line filter)和如图16b所绘的槽线滤波器(slot
‑
line filter)。如图16a明显可见，短截线滤波器被实现为中央第三寄生元件内的凹口区域，而槽线滤波器被实现在环形天线的差分馈电部下方的接地平面的边缘部分内。因此，带阻滤波器使天线的高度增加了1mm(～0.05英寸)，而共模抑制槽线未改变尺
寸。
133.从图16c中明显可见，带阻滤波器可以降低2.5ghz和5.75ghz ism频带附近的效率。槽线滤波器反射共模信号，从而产生图16d所描绘的性能。
134.6.具有共模吸收和谐波抑制的宽带rat
‑
race巴伦
135.6a.概述
136.如上在5节中所述，形成根据本发明实施例的分集天线的一部分的环形天线具有单馈电(或者单馈电部)。因此，利用此类天线的无线电波可能需要巴伦(平衡到不平衡)以将无线电波电子器件的差分电路耦接到环形天线的单端馈电。例如，rf信号发生器的差分输出可以耦接到单端发送天线，或者单端接收天线耦接到rf接收器前端的差分输入。巴伦是可逆往复的装置，意味着它可以在两个方向上使用，并且因此在本发明的实施例中，无线电波可以采用单个分集天线同时用于发射和接收，或者在本发明的其他实施例中，可以采用不同的天线实现发射和接收器功能，而在本发明的其他实施例中，单个天线可以与仅接收的无线电波或仅发射的无线电波结合使用。
137.如果巴伦的平衡端口被相位相同的两个相似信号激励，则它们被抑制或者被吸收。这称为巴伦的共模抑制功能。在一些情况下，期望吸收共模信号并将其引导到接地平面。存在设计微波频率下的巴伦的若干方法。在这些方法中的大多数方法中，巴伦通常设计为具有三个端口，并且通常反射共模信号。但是，在期望吸收共模信号的情况下，则需要具有四端口的结构，从该结构中可以提取差分信号和共模信号。
138.在本节中，发明人描述了具有低损耗和宽带性能的基于微带180
°
rat
‑
race(鼠径)混合接头(hybrid junction)的创新紧凑型折叠平面巴伦设计。180
°
混合接头是可以以多种形式设计的四端口网络。rat
‑
race混合接头可以使用微带或共面传输线设计成平面形式，并且具有轮廓低和紧凑的益处。
139.6b.折叠巴伦和仿真结果
140.rat
‑
race混合接头的主要特性是，如果它在端口2和端口3上被激励，则信号的总和将位于端口1处，而端口4将输出它们的差值。这些端口在图17a中描绘，图17a描绘了rat
‑
race混合巴伦的平面视图。因此，此特征可以用于从rat
‑
race混合接头设计巴伦。如果用差分信号激励端口2和端口3，则端口4处会出现不平衡信号，并且端口1处连接的负载可以吸收共模信号，如图17a所描绘，端口1与接地之间耦接有电阻器r_absorb。如果混合接头完全匹配，则不会存在共模信号的反射，并且可以避免信号完整性问题。
141.图17b描绘了rat
‑
race巴伦的结构的三维绘图，可以看到该结构采用了矩形形状的折叠结构，从而使得减小了结构的整体尺寸。图17b中所示的尺寸为22mm x 12.5mm(0.85英寸x 0.5英寸)，表示设计用于在3.6ghz至5.1ghz上工作的折叠rat
‑
race巴伦。图18a描绘了仿真差分以及共模反射系数，而图18b则描绘了rat
‑
race巴伦的插入损耗。
142.从图18a可以明显看出，通过使用此结构，实现了从3.1ghz至5.6ghz低于
‑
10db的良好差分s11，并且实现了从3.7ghz及以上低于
‑
10db的共模匹配。这意味着避免了共模信号的反射，并且如前所述，可以从端口1吸收共模反射。此外，从图18b中可以看出，此结构具有极低的插入损耗，5.5ghz时最大值为
‑
1.5db。当巴伦与诸如滤波器和天线等其他电路元件集成时，这确保了系统的效率。
143.要分析的巴伦的另外两个重要特征是幅度平衡和相位平衡，仿真值分别在图19a
和图19b中描绘。幅度平衡表示当从端口2和端口3激励时在端口4处接收的信号的幅度差值。理想情况下，在整个感兴趣频带上，此值应为0db，但通常在大多数应用中最大差值约为1.5db是可接受的。在3.6ghz至5.3ghz的提出的设计中，此值得到了重视，被认为是宽带性能。
144.在中心频率处，输出端口处的相位差应恰好为180
°
，并且在期望频带的其余部分，相位差应接近此值。此巴伦在4.3ghz处提供的相位差值为180
°
，而在较低感兴趣频率和较高感兴趣频率(分别为3.5ghz和5.5ghz)处，相位差分别为196
°
和150
°
。因此，在期望带宽上的相位变化是可接受的。
145.有益地，根据本发明的实施例的创造性折叠rat
‑
race巴伦在感兴趣宽带频率范围(从3.5gh至5.5ghz)上表现出良好的性能的同时，提供了优于当前商用巴伦的显著益处，在于该结构成本低，它可以印刷到pcb上，具有低损耗，并且不会受到共模反射的影响。
146.7.通过多频脉冲带的多径/交叉衰落缓解
147.如以上关于0节至3节所述，发明人已经建立了利用每个发射位的多频脉冲束的创造性无线电波，从而允许通过每个多脉冲束内的多个脉冲的累加频谱特性来建立每位的psd。这些构思也在wo/2019/000,075、wo2016/191,851和wo/2015/103,692中描述。
148.参考图20，在第一图像2000a中描绘了从3ghz至11ghz的频带以及未保留频带的fcc规定的频率上限和频率下限，在该未保留频带中描绘了无线电波发射频谱(wres)。第一wres 2010表示无线电波工作，使得脉冲束基本上填充了从3.1ghz至10.6ghz的fcc未规定频谱。相比之下，第二wres 2020和第三wres 2030表示在此fcc未规定频谱的较小部分(它们分别为3.6ghz至5.1ghz和8.3ghz至9.8ghz)上的无线电波工作。第三wres 2030还描绘了无线电波在其psd中在9ghz处建立陷波的场景。对于本领域技术人员明显的是，无线电的wres将由针对无线装置的当地发射法规建立。对于本领域技术人员明显的是，利用本发明的实施例的无线电波可以在不同的总频率范围上工作，该总频率范围是根据它们的部署场景(诸如由诸如互操作性标准、应用、环境和管辖权等因素限定)由fcc规定的。此外，对于本领域技术人员明显的是，利用本发明的实施例的无线电波可以在不同的频率范围上工作，该频率范围是根据诸如互操作性标准、应用、环境和管辖权等因素而规定或未规定的那些总频率范围的一部分。因此，根据本发明的实施例的无线电波可以例如在fcc法规所覆盖的环境内在诸如3.1ghz至10.6ghz、3.6ghz至5.6ghz和5.25ghz至5.75ghz的带宽上工作。
149.参考第二图像2000b，从3.1ghz至10.6ghz的频率范围描绘成被划分为15个频带，i、ii、
…
、xiv、xv。每个频带为500mhz宽。对于本领域技术人员明显的是，频带的数量可以改变，使得存在限定数量的频带，该频带的宽度由总频率范围除以频带的数量来限定，或者在限定的频率范围(例如500mhz、400mhz、1ghz、250mhz等)下指定频带，并且因此频带的数量由总频率范围除以此限定的频率范围来限定。虽然关于图20至图25的描述是相对于均具有相等带宽的频带来描述的，但明显的是，在本发明的其它实施例中，频带可以在规则网格或不规则网格上以带宽以不相等的方式限定。例如，即使以相等或不相等的方式以带宽限定，每个频带也可以是连续的，或者频带也可以是非连续的(在规则网格或不规则网格上相等或不相等)。
150.因此，参考图21，根据本发明的实施例的发射器tx_1 2140可以为每个数据块发射一个或多个脉冲束，这为每个顺序数据块提供覆盖相同频带(在该实例中为频带iv)的发
射。在本发明的实施例中，数据块可以是位、字节、分组或正在传输的数据的预定部分。另一无线电波内的接收器可类似地调谐到频带iv以从发射器tx_1 2140接收所发射的脉冲束。
151.然而，另一发射器tx_3 2160可为每个数据块发射一个或多个脉冲束，这为每个顺序数据块提供覆盖相同频带(在该实例中为频带viii)的发射。再次，数据块可以是位、字节、分组或正在传输的数据的预定部分。因此，另一无线电波内的接收器可以类似地调谐到频带viii以从发射器tx_3 2160接收所发射的脉冲束。
152.然而，在本发明的另一个实施例中，发射器tx_2 2150可以为每个数据块发射一个或多个脉冲束，这在整个频率范围内为每个顺序数据块提供在占用的频带中变化的发射范围。如所描绘的，tx_2 2150根据频带ii、vii、xiii和x的循环的4个块序列发射数据块。同样，数据块可以是位、字节、分组或正在传输的数据的预定部分。然而，现在与tx_1 2140和tx_3 2160相比，该发射器tx_2 2150对每个数据块对频带跳频。因此，另一无线电波中的接收器可以类似地以与发射器tx_2 2150iv相同的序列调谐到频带ii、vii、xii和x，以从发射器tx_2 2150接收所发射的脉冲束。
153.对于本领域技术人员明显的是，循环序列内可用频带的数量可以根据诸如频带被细分的方式、总频率范围、每个频带的带宽等因素而变化。
154.此外，对于本领域技术人员明显的是，循环序列内可用频带的数量可以变化，并且可以是2、3、4、5、6、7、8等，并且在本发明的一些实施例中，序列内的每个频带是唯一的，而在本发明的其它实施例中，序列内的频带的一部分可以发生多次，尽管其发生的序列变化，使得循环序列的总长度很大。在本发明的实施例中，可以通过发射器基于提供给发射器的配置设置或者如下文关于图25所述通过作为发射器配置过程的一部分的频谱感测过程来确定频带序列(诸如循环序列内的步数、使用的频带的数量、重复内的频带的实际序列等)。
155.如从第一插入图像2120和第二插入图像2130中明显的，然后由发射器设计用于频带vii和频带xii中的每者内的数据块的脉冲束以填充该频带。因此，例如通过包括频率f1、f2、f3的脉冲束建立频带vii，而通过包括频率f4、f5、f6的脉冲束建立频带xii。用于每个频带的频率的数量可以是恒定的或可变的。对于用于频带的频率组的每个频率的脉冲数量可以是恒定的或可变的。此外，给定频率下的每个脉冲的参数可以是恒定的，或者如下文关于本发明的其它实施例所述，每个脉冲的参数可以确定性地或伪随机地改变，这些参数包括但不限于脉冲宽度、脉冲功率、相对于标称频率的抖动频率偏移、相对于标称脉冲位置的抖动时间偏移以及相位。此外，频带内的频率序列可以确定性地或伪随机地改变，使得例如，在例如用于频带vii的脉冲束的一个子集中，脉冲序列采用频率f3、f1、f2下的脉冲，而脉冲束的另一子集可以采用频率f1、f2、f3下的脉冲，并且脉冲束的又一子集可以采用f2、f1、f3。对于本领域技术人员明显的是，在脉冲束内采用的频率越多，在不同的脉冲束内就可以采用频率序列的组合越多，即使它们名义上都是相同的频带。同样明显的是，在本发明的一些实施例中，给定频带的脉冲序列可以采用每个频率下不同数量的脉冲。例如，对于频率序列f1、f2、f3和脉冲计数序列3,3,3(即，f1处3个脉冲，f2处3个脉冲，f3处3个脉冲)，其他脉冲束可以是2,4,3；4,3,3；3,4,3；3,3,4；等，前提是累加功率谱密度(psd)符合监管机构要求。可选地，可采用的频率跨度可以由接收器滤波器的带宽来限定。
156.现在参考图22，示意性地描绘了来自根据本发明实施例的发射器的发射序列，其中在第一序列2250期间，发射器根据频带序列ii、vii、xii和x为每个顺序数据块发射脉冲
束。然而，随后，发射器改变为频带iv、vii、xii和x的第二序列2260。以如上所述的类似方式，另一无线电波中的接收器可以类似地调谐到频带ii、vii、xii和x的第一序列2250，以从发射器接收所发射的脉冲束，然后被通知改变为频带iv、vii、xii和x的第二序列2260。
157.在图23中描绘了类似的场景，其中在第一序列2350期间，发射器根据包括频带ii、vii、viii和x的4个频带的序列为每个顺序数据块发射脉冲束，但是每个4频带序列内的实际频带序列现在改变。因此，在束n
‑
7至n
‑
4的第一序列2350内，频带是序列ii，vii、viii和x，而对于束n
‑
3至n，频带是x、viii、vii、ii。4频带序列内的每个频带的序列可以是确定性的或伪随机的。如上所述，序列内的频带的数量和实际频带在其他场景下可以变化。然而，随后发射器基于配置调整改变为频带ii、iv、viii和x的第二序列2360，所述配置调整由另一无线电波、网络控制器等传送到无线电波或者由无线电波通过例如频谱感测或监测服务质量(qos)建立。然后随后在另一个时间点，发射器改变为第三序列2370，该第三序列针对束n m、n m 1、n m 2和n m 3使用频带iii、iv、viii和x。因此，以如上所述的类似方式，另一无线电波内的接收器可以类似地调谐到频带ii、vii、xii和x的第一序列2350以从发射器接收所发射的脉冲束，然后被通知改变为频带ii、iv、viii和x的第二序列2360，然后被通知改变为采用频带iii、iv、viii和x的第三序列2370。
158.现在参考图24，描绘了根据本发明实施例的示意性频带发射序列，其中发射器在使用脉冲束发射数据块之前启动频谱感测阶段sense#1 2410(感测#1 2410)，其中发射器使用频谱感测脉冲束spec_tx(1)2450至spec_tx(n)2460发射覆盖每个频带i至vii的全部或预定部分的脉冲束。因此，发射器被建立为例如根据从与另一无线电波内的接收频谱感测脉冲束spec_tx(1)2450至spec_tx(n)2460的接收器相关联的另一发射器提供给发射器的链路数据，或者从接收来自接收频谱感测脉冲束spec_tx(1)2450至spec_tx(n)2460的一个或多个接收器(无线电波)网络控制器通过通信接口，在频带i中操作。一旦被配置为在频带i中发射，发射器在包括tx_a2470和tx_b2480的循环序列的序列transmit#12420(发射#1 2420)内发射信号，每个循环序列包括在频带i的子频带上发射的一系列四个脉冲束，这些子频带是子频带a
‑
h，其中tx_a 2470包括子频带a、d、f和h，而tx_b 2480包括子频带b、c、e和g。这些例如如图22和图23中所描述和描绘的连续地重复，直到在随后的时间点处的第二频谱感测阶段sense#2 2430，其中发射器使用频谱感测脉冲束spec_tx(1)2450至spec_tx(n)2460发射覆盖每个频带i至vii的全部或预定部分的脉冲束。
159.如所描绘的，这使得发射器切换到第二序列transmit#2 2440(发射#2 2440)，其中脉冲束现在在频带iv内，并且脉冲束顺序地位于这个新频带的子频带a、d、f和h中。替代地，第二频谱感测阶段sense#2 2430(感测#2 2430)可能已经产生对于频带没有改变的决策，或者它可能已经确定转变到其它频带ii、iii和v到vii中的一个频带是更合适的。随后的频谱感测阶段可以例如在已经发射预定数量的脉冲束、已经发射预定数量的分组或者自执行最后一个频谱感测过程以来已经经过预定时间段之后自动触发。替代地，可以根据从形成与发射器的链路的一部分的接收器提供给发射器的数据、从网络控制器或另一接收器接收的数据来建立触发另一频谱感测过程的确定。
160.可选地，根据本发明实施例的uwb无线电波内的决策过程可以通过例如单独地或与频谱感测等组合地经由诸如分组差错率(per)监测或信噪比(snr)监测等技术监测qos来控制。
161.因此，参考图25，描绘了三个不同的示例性场景。在第一种场景中，使用模式transmit#1 2510(发射#1 2510)进行发射的发射器在频谱感测过程之后确定不需要重新配置，并且因此继续使用与transmit#1 2510相同的transmit#2 2520(发射#2 2520)进行发射。在第二种场景下，使用模式transmit#3 2530(发射#3 2530)进行发射的发射器在频谱感测过程之后确定不需要重新配置，并且因此转移到使用现在处于频带ii中的transmit#4 2540(发射#4 2540)进行发射。在第三种场景中，使用模式transmit#5 2550(发射#5 2550)进行发射的发射器在频谱感测过程之后确定需要重新配置，并且因此使用现在处于频带vii中的transmit#6 2560(发射#6 2560)进行发射。
162.在图26中，描绘了根据本发明实施例的另一种场景，其中根据本发明实施例的发射器，其中发射器在频带i至xv上工作，并且最初被配置为在频带ii、vii、x和xiii上利用序列transmit#1 2610(发射#1 2610)进行发射。随后，频谱感测过程产生转移到transmit#2 2620(发射#2 2620)的决策，其中该序列包括频带iii、vi、xi和xii。然后，再次在另一个随后的时间点，另一个频谱感测过程产生转移到transmit#3 2630的决策，其中该序列包括频带iv、vi、vii和x。因此，图26中描绘的场景可以涉及诸如分别在图20至图25中描述的多个频带，或者它可以涉及诸如分别在图20至图25中描述的频带内的一系列子频带。然而，在本发明的其它实施例中，频谱感测和调整可与频带或子频带内的频率有关。
163.因此，根据本发明的实施例的无线链路可以被配置为在多个频带和/或多个子频带上操作，其中发射器和接收器被配置为在相同的频带和/或子频带上操作，使得发射器和接收器通过一个或多个过程与相同的频带和/或子频带对准，所述过程包括但不限于:
·
发射器和接收器被网络控制器同步；
·
发射器在由发射器发射到接收器的数据的分组报头内发射用接收器的存储器存储的预定序列的序列标识符；
·
发射器向接收器发射当前分组的当前频带和/或子频带的标识符；和
·
发射器向接收器发射当前分组内使用的当前频带和/或子频带的标识符。
164.在本发明的实施例中，第一无线电波内的发射器和第二无线电波内的接收器可以在通信开始时利用发现协议，以便确保发射器和接收器不仅在时间上而且在哪个频段上找到彼此。
165.8.通过多脉冲束的多径/交叉衰落缓解
166.参考图27，描绘了根据本发明实施例的示例性脉冲束，该脉冲束分别包括第一至第九脉冲2710至2790，所述第一至第九脉冲定位在脉冲束内，分别以时间t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8和t9为中心。这些脉冲分别具有宽度w1、w2、w3、w4、w5、w6、w7、w8和w9。第一脉冲2710至第三脉冲2730处于第一频率f1，第四脉冲2740至第六脉冲2760处于第二频率f2，而第七脉冲2770至第九脉冲2790处于f3。然而，在本发明的实施例中，在一般构造中，脉冲束可以包括:
·
由rf信号发生器产生的多个n个脉冲，其中n个脉冲中的每个脉冲处于多个m个频率中的预定频率，具有预定幅度，并且具有预定脉冲长度；其中
·
n≥2[[；]]并且m≥2；
·
m和n是整数；
·
根据施加到rf信号发生器的时钟频率确定rf信号发生器的脉冲重复率；
·
整数n取决于数据信号的位的持续时间和rf信号发生器的脉冲重复率；和
·
多个n个脉冲在数据信号的位的持续时间内被发射，并且包括多个m个频率下的脉冲。
[0167]
图2描绘了根据本发明的实施例的产生这种脉冲束的rf信号发生器。此外，脉冲束内的每个脉冲可以具有与其相关联的相位φ1、φ2、φ3、φ4、φ5、φ6、φ7、φ8和φ9。利用如图3所描绘的rf信号发生器，则根据开关360的设置将每个脉冲分配给第一相位或第二相位。如wo/2015/103,692中所述，开关360被馈送伪随机信号，使得脉冲束内的脉冲的相位具有伪随机分配的相位。
[0168]
然而，在包括根据本发明实施例的发射器的第一无线电波和包括根据本发明实施例的接收器的第二无线电波之间的无线链路中，无线信号可能经历的信号劣化是多径干扰和交叉衰落。
[0169]
现在参考图28，分别描绘了第一脉冲束2810至第四脉冲束2840，这些脉冲束均包括第一频率f1下的3个脉冲、第二频率f2下的3个脉冲和第三频率f3下的3个脉冲的。由于第一脉冲束2810至第四脉冲束2840分别均包括相同的频率和在每个频率下的相同数量的脉冲，因此，每个脉冲的发射功率谱是相同的，与脉冲的相位无关，前提是第一脉冲束2810至第四脉冲束2840中的每个脉冲束分别具有相同的幅度。然而，明显的是，第一脉冲束2810至第四脉冲束2840中的每个脉冲束的实际脉冲序列分别是不同的，它们是:
·
第一脉冲束2810包括频率序列f1、f1、f1、f2、f2、f2、f3、f3、f3；
·
第二脉冲束2820包括频率序列f2、f2、f2、f1、f1、f1、f3、f3、f3；
·
第三脉冲束2830包括频率序列f1、f1、f1、f2、f3、f3、f3、f2、f2；和
·
第四脉冲束2840包括频率序列f2、f1、f1、f3、f2、f1、f3、f2、f3。
[0170]
现在参考图29，描绘了包括报头2910和多个数据块2920(1)、2920(2)、2920(3)到2920(n)的分组2900。如所描绘的:
·
第一数据块2920(1)包括由图28中的第一脉冲束2810限定的脉冲序列；
·
第二数据块改为2920(2)包括由图28中的第二脉冲束2820限定的脉冲序列；
·
第三数据块2920(1)包括由图28中的第三脉冲束2830限定的脉冲序列；和
·
第四数据块2920(1)包括由图28中的第四脉冲束2840限定的脉冲序列。
[0171]
参考图30a，描绘了由根据本发明实施例的发射器发射的一系列分组3010至3040。在本发明的该实施例中，分组3010至3040中的每个分组内的频率是相同的，但是它们的序列不同。因此，如所描绘的:
·
第一分组3010包括报头和使用由图28中的第一脉冲束2810限定的频率序列的多个数据块；
·
第二分组3020包括报头和使用由图28中的第二脉冲束2820限定的频率序列的多个数据块；
·
第三分组3030包括报头和使用由图28中的第三脉冲束2830限定的频率序列的多个数据块；和
·
第四分组3040包括报头和使用由图28中的第四脉冲束2840限定的频率序列的多个数据块。
[0172]
现在参考图30b，描绘了由根据本发明实施例的发射器发射的一系列分组3052至3058。在本发明的该实施例中，随着每个分组处于根据例如由uwb发射器和接收器连同监管
要求限定的约束可访问的uwb链路频谱的不同频带中，不仅脉冲的序列变化(即，它不是关于频率的恒定序列)，而且频率本身也变化。例如，这是重复的频带序列，诸如上面分别关于图21至图26所描述的。因此，如所描绘的:
·
第一分组3052包括报头和使用具有频率f1、f2和f3的第一频率序列的多个数据块；
·
第二分组3054包括报头和使用具有频率f4、f5和f6的第二频率序列的多个数据块；
·
第三分组3056包括报头和使用具有频率f7、f8和f9的第三频率序列的多个数据块；和
·
第四分组3058包括报头和使用具有频率f
10
、f
11
和f
12
的第四频率序列的多个数据块。
[0173]
此外，如上面关于图27所描述的，明显的是，分别在图30a中的第一分组3010至第四分组3040中的每个分组内或分别在图30b中的第一分组3052至第四分组3058中的每分组个内的脉冲还可以具有脉冲的其它方面，例如脉冲间间隔、相位、脉冲宽度等，可以在序列内伪随机地或以编程方式变化。可选地，在本发明的其它实施例中，可以采用符号之间的可编程或固定时间保护频带。可选地，在本发明的其它实施例中，可以改变符号重复率以适应通过符号间干扰而降低链路质量的位置。
[0174]
8a.编程与伪随机
[0175]
在前面关于图20至图30的描述中，在每位内、每个符号内或分组内或跨多位、多个符号或多个分组采用多频脉冲束。然而，在图22至图23和图27至图30中，多频率束可以在单个频带内，直到可以通过诸如图24至图26中描述的频谱感测的方法做出调整为另一个频带或转换重复频带序列内的一个或多个频带的决策。然而，在本发明的另一个实施例中，从一个频带转换到另一个频带、转换重复频带序列内的一个或多个频带或转换多脉冲束内的频率序列的决策可以根据发射器和一个或多个接收器之间的链路特性的劣化来作出，所述劣化从一个或多个接收器或者通过网络控制器反馈到发射器。由诸如多径干扰和交叉衰落的前述效应引起链路特性的这种劣化。
[0176]
因此，发射器可以在训练序列内或在数据发射期间调节多脉冲束内的频率序列(如图29和图30中所描述和描绘的)，以确定多频率束内的脉冲的频率序列的调节是否导致诸如通过接收器处接收的绝对功率和/或针对“1”的脉冲束和针对“0”的脉冲束之间的有效信噪比而观察到的信号劣化的缓解。
[0177]
以类似的方式，可以作出决策转换到多个频带中的另一个频带，以确定利用不同频带是否类似地产生接收的信号质量的改进。
[0178]
从一个频率序列到另一个频率序列的调整可以由存储在与发射器相关联的存储器内的配置序列以编程方式限定，或者可以从存储在存储器内的一系列配置序列伪随机地建立。替代地，从一个频率序列到另一个频率序列的调整可以离散地或与一个或多个链路度量结合根据频谱感测来确定。
[0179]
8b.多脉冲束参数抖动
[0180]
如图27所示，多脉冲束内的脉冲由它们在脉冲束内的位置(可如上文8a节所述进行改变)以及它们的频率、脉冲宽度、相位和幅度以及来自发射器内的rf信号发生器的脉冲
的脉冲重复率来限定。
[0181]
然而，这些参数可以以编程方式或伪随机地抖动，以调整多频脉冲束的实际内容。例如，这可以通过:
·
在预定的限制内使多频脉冲束内的每个脉冲的脉宽抖动；
·
在预定的限制内使多频脉冲束内的每个脉冲的频率抖动；
·
在预定的限制内使多频脉冲束内的脉冲的幅度抖动；
·
在预定的限制内使多频脉冲束内的每个脉冲的脉冲位置抖动；和
·
调节rf信号发生器的脉冲重复率以改变多频率束内的脉冲之间的间隔。
[0182]
因此，当以编程方式控制时，这些参数的调整允许接收器确定链路服务质量(qos)度量如何改进或劣化，并顺序地调整它们以获得改进的链路qos。此外，调整prr允许发射器调整多脉冲束内的脉冲的间隔，以类似地确定链路qos度量如何改进或劣化。可选地，根据本发明的实施例的发射器可以动态地调整符号的间隔，以便调整和寻求增强qos，尽管以可持续的最大数据速率为代价。
[0183]
8c.啁啾脉冲
[0184]
在关于图2至30的描述中，多频束内的每个脉冲已被描述和描绘为处于单个离散频率。然而，在本发明的其它实施例中，脉冲可以被啁啾，使得预定啁啾被施加到每个脉冲。这可能是脉冲上啁啾期间频率的增加；脉冲下啁啾期间频率的降低；上啁啾后进行下啁啾；或者下啁啾后进行上啁啾。所施加的啁啾可以是线性的，其中芯片(chip)在脉冲期间随时间线性变化，或者啁啾可以是几何的，其中芯片在脉冲期间随时间根据几何关系变化。例如，几何啁啾可以是正弦的或指数的。
[0185]
因此，根据本发明实施例的发射器可随时间对多脉冲束内的脉冲施加不同程度和形式的线性调频，使得可以测量qos度量并调整发射器参数以获得改进的qos，并且连续调整脉冲的不同方面以连续调谐以获得改进的qos。
[0186]
9.uwb链路配置的训练序列
[0187]
在前面关于图20至图30的描述中，在每位内、每个符号内或分组内或跨多位、多个符号或多个分组采用多频脉冲束。然而，在图22至图23和图27至图30中，多频率束可以在单个频带内，直到可以通过诸如图24至图26中描述的频谱感测的方法做出调整为另一个频带或转换重复频带序列内的一个或多个频带的决策。然而，在本发明的另一个实施例中，从一个频带转换到另一个频带、转换重复频带序列内的一个或多个频带或转换多脉冲束内的频率序列的决策可以根据发射器和一个或多个接收器之间的链路特性的劣化来作出，所述劣化从一个或多个接收器或者通过网络控制器反馈到发射器。由诸如多径干扰和交叉衰落的前述效应引起链路特性的这种劣化。
[0188]
替代地，在本发明的其它实施例中，可以在开始建立发射器和接收器之间的链路时作出决策，其中可以采用初始训练序列，使得发射器循环通过多频脉冲束的特性的预定变化序列，诸如步进通过不同频带等，以使得接收器确定每个频带的qos度量并建立随后在链路中采用的配置。可选地，在本发明的实施例中，可以采用初始配置直到qos下降到预定阈值以下，其中发射器可以触发新的训练序列或频谱感测过程等，以便建立新的发射器配置设置。
[0189]
10.vivaldi(开槽)分集天线
[0190]
如以上关于图4所述，在存在诸如由多径干扰、衰落等引起的信号劣化的情况下，分集可以提供增强的链路性能。因此，当实现uwb发射器、uwb接收器和uwb收发器时，可以用定向天线来增强分集天线，以便提供改进的空间滤波。因此，被称为vivaldi天线(或者开槽天线，vivaldi antenna)的天线不仅提供定向辐射方向图，而且还提供超宽带性能。因此，本发明人已经建立了结合两个相反指向的vivaldi天线的分集天线结构，以提供围绕uwb无线电波的最大覆盖。如图31所描绘的，根据本发明的实施例的分集天线包括第一vivaldi天线3110和第二vivaldi天线3120，它们相对于彼此并排设置，其中每个由共面波导传输线馈电。共面波导在根据本发明的实施例的uwb装置内连接到rf开关，rf开关将天线中的任一个连接到具有uwb发射器、uwb接收器和uwb收发器等的发射器和/或接收器电路。
[0191]
示例性天线分集系统(其结果如图32至图35所示)被设计为适合pcb的有限尺寸，因此使其成为紧凑的系统。在基于fem(有限元)的仿真软件ansys hfss对结构进行了仿真，结构总尺寸为67mm
×
34mm。仿真的s11(db)在图32中描绘，描绘了3.5ghz至8ghz内的超宽带阻抗匹配性能，确保天线的低损耗性能。这两个天线很好地隔离，因为它们的辐射方向图指向两个不同的方向。这确保了非常低的ecc，从而增加了系统的分集增益。仿真的ecc在图33中描绘。
[0192]
图34a至34c分别描绘了利用根据本发明实施例的vivaldi天线的分集天线在感兴趣频带上的天线辐射方向图。这些频率分别为3.5ghz、4.5ghz和5.5ghz。从这些可以看出，在期望的带宽上保持辐射方向图的均匀性，同时在3.5ghz到5.5ghz的范围上获得3.2dbi到3.5dbi之间的峰值实现增益范围，3.5ghz到5.5ghz的范围是由加拿大蒙特利尔的spark microsystems公司制造的uwb无线装置所采用的分集天线的总工作带宽的子频带。图35a和图35b描绘了所设计天线的峰值实现增益和辐射效率。
[0193]
11.动态差分驱动分集天线选择
[0194]
如上关于根据本发明的实施例在4节和10节中描述的分别具有双天线的分集天线所述，uwb发射器可以连接到示例性分集天线结构中的两个天线中的任一个。然而，在uwb发射器包括差分结构的情况下，则uwb发射器具有差分输出。因此，参考图36，对于根据本发明实施例的发射器，uwb电路3610提供耦接到rf开关3620的差分rf输出，rf开关3620提供与双刀双掷开关等效的功能，其中在一个状态中，rf开关3620将uwb电路3610的差分rf输出连接到第一天线(天线#1 3630)，然后在另一状态中，rf开关3620将uwb电路3610的差分rf输出连接到第二天线(即天线#2 3640)。天线#1 3630和天线#2 3640是分集天线3650内的两个天线。基于rf开关3620的切换速度，采用图36所描绘的配置的uwb装置可以在每个分组(per
‑
packet)层面别重新配置。可选地，在uwb接收器支持具有差分能力的rf前端的情况下，则图36所描绘的电路可用于将根据本发明实施例的天线的双输出连接到接收器uwb电路。
[0195]
现在考虑uwb接收器，然后参考图37，描绘了包括天线#1 3710和天线#2 3720的分集天线3700。天线#1 3710连接到第一rf前端(rf接收器信号链#1 3730)，而天线#2 3720连接到第二rf前端(rf接收器信号链#2 3740)。来自rf接收器信号链#1 3730和rf接收器信号链#2 3740中的每个的输出耦接到控制电路3750，控制电路3750确定接收器信号链#1 3730和rf接收器信号链#2 3740中的哪一个提供了改进的信号接收，并因此使另一电路断电。由于发明人建立的uwb接收器的快速功率循环，因此根据本发明的实施例的uwb接收器可以例
如从每个分组内的前导码确定要使用哪个天线，选择合适的天线，并且对另一天线断电，使得根据本发明的实施例的uwb接收器可以建立每个分组的配置。可选地，天线#1 3710和天线#2 3720可各自提供半球辐射方向图，使得该对形成球形覆盖。
[0196]
12.片式巴伦天线子系统
[0197]
需要天线子系统来建立uwb收发器(无线电)与外部世界之间的无线链路，诸如例如图7中所描述和描绘的。该子系统可以包括若干组件，这些组件对于整个系统的性能是必需的。此外，该子系统应成形uwb无线电的输出频谱，以便符合频谱掩码的严格要求。该频谱掩码可以例如与地理区域相关联。在图2和图3a中，描绘了根据本发明实施例的具有和不具有双相位加扰的ir
‑
uwb发射器的示例性架构。在这样的ir
‑
uwb发射器内，其中可以采用差分输出信号，以需要巴伦将平衡信号转换成不平衡(单端)信号。如图38所描绘的，第一图像3800a和第二图像3800b分别描绘了uwb无线电模块的示例性架构，它们利用第一图像3800a中的片式(电路)巴伦或第二图像3800b中的基于印刷电路板(pcb)的巴伦。
[0198]
第一图像3800a描绘了uwb无线电3810，其向第二谐波抑制滤波器3820提供差分输出信号，然后第二谐波抑制滤波器向片式巴伦3830生成差分输出信号。片式巴伦3830产生经由低损耗通带滤波器3840传递到天线3850的单端信号。第二图像3800b描绘了uwb无线电3860，其向pcb巴伦/滤波器3870提供差分输出信号。pcb巴伦/滤波器3870的输出是耦接到天线3880的单端信号。
[0199]
12a.片式巴伦天线子系统
[0200]
参考图39，分别描绘了根据本发明实施例的片式巴伦天线子系统的第一图像3900a至第四图像3900d，其中第一图像3900a至第四图像3900d中的每个表示采用uwb无线电与片式巴伦天线子系统结合的pcb的不同层。在这些第一图像3900a至第四图像3900d中分别描绘了第一元件3910至第九元件3990。这些元件包括:
[0201]
第一元件3910，位于第一图像3900a中描绘的pcb顶层内，包括具有单频率陷波滤波器的单极天线。在该实施例中，使用uwb单极天线，其可以在天线周围提供全向辐射方向图，同时陷波槽滤波器(notch slot filter)被设计在天线贴片上以抑制5.8ghz附近的信号。
[0202]
第二元件3920，位于第一图像3900a中描绘的pcb顶层内，表示所使用的缺陷接地结构(dgs)带通滤波器的顶层，以减少杂散带外辐射，同时提供低损耗和紧凑的带通滤波器。本发明人使用背腔式缺陷接地结构建立的设计具有高达25ghz的扩展抑制区域，同时在9.0x2.0mm(～0.英寸x0.英寸)的紧凑尺寸中提供低损耗(0.8db的典型插入损耗)，且具有低辐射损耗。滤波器的顶层由叉指串联电容器和两个阶跃阻抗谐振器组成以抑制低频信号。
[0203]
第三元件3930，位于第一图像3900a中描绘的pcb顶层内，表示片式巴伦。例如，这可以是分别在图17a和图17b中描述的设计的变型。
[0204]
第四元件3940，位于第一图像3900a中描绘的pcb顶层内，表示二次谐波开路短截线滤波器，其中馈电线由被调谐到二次谐波的中心频率(例如，14ghz)的两个开路短截线组成。因此，这增加了该频率区域中的衰减。此外，还调谐该结构以在uwb无线电3900e和所需的后续50ω系统之间提供更好的阻抗匹配。
[0205]
第五元件3950，位于第一图像3900a中描绘的pcb顶层内，位于第二图像3900b中描
绘的第三pcb层内，包括用于dgs滤波器的一系列哑铃形槽，其中接地平面中的该系列哑铃形槽提供宽阻带特征，该宽阻带特征用于抑制与二次和三次谐波相关联的杂散信号。
[0206]
第七元件3970，位于第二图像3900b中描绘的第三pcb层内，包括一对接地平面槽。用于uwb无线电3900e的电磁干扰金属屏蔽件可以在一些频率下用作空腔谐振器，这在这些频率下引起不期望的辐射。为了缓解这种影响，在接地平面内形成一对λ/2槽，使得在空腔谐振频率下，激励模式耦接到pcb的底层，能量被耗散而不是被辐射。
[0207]
第八元件3980，位于第二图像3900b中描绘的第三pcb层内，包括一对锥形接地平面槽:由于接地平面大，辐射零点可能出现在天线模块的辐射方向图中，这可能对整个系统的性能具有破坏性影响。为了缓解这些零点，由第八元件3980表示的两个锥形槽被设计到接地平面的每侧中。通过改变表面电流的路径，这些槽改善了模块的辐射性能，并提供了均匀的辐射方向图。
[0208]
第九元件3990，包括在第三图像3900c中描绘的第二pcb层内的槽，该槽被放置在该第二pcb层中以便将波耦接到下面的底部。因此，以过孔为界的第二元件3920、第六元件3960和第九元件3990的组合使用dgs和叉指串联电容器形成背腔式带通滤波器。
[0209]
第四图像3900d表示底部pcb层。因此，图39所示的子系统在uwb无线电3900e的整个频率范围内提供了均匀的全向辐射方向图，对二次和三次谐波以及低频非期望辐射进行了有效低损耗的滤波，提供具有抑制空腔谐振模式的屏蔽结构以实现低电磁干扰以及紧凑的低损耗巴伦。
[0210]
参考图40a至40c，描绘了根据本发明实施例的如图39所描绘的uwb天线子系统在6.5ghz至8.5ghz频率范围上的感兴趣频带上的天线辐射方向图。图41a和图41b描绘了根据本发明实施例的如图39所描绘的uwb天线子系统的s11和峰值增益。
[0211]
12b.pcb巴伦天线子系统
[0212]
参考图42，描绘了用于将平衡信号转换为单端信号的pcb巴伦/滤波器电路4200，诸如图38中第二图像3800b中的pcb巴伦/滤波器3870。在pcb巴伦/滤波器4200内，分别描绘了第一元件4210至至第六元件4260。这些元件包括:
[0213]
第一元件4210，包括具有单频率陷波滤波器的单极天线，被用于在天线周围提供全向辐射方向图。陷波槽滤波器设计在天线贴片上用于抑制5.8ghz左右的频率。
[0214]
第二元件4220，包括一对弯曲的接地平面槽。由于接地平面大，辐射零点会出现在天线模块的辐射方向图中，从而对整个系统的性能产生破坏性影响。为了缓解这些零点，在接地平面的每侧设计两个弯曲的接地平面槽，这通过改变表面电流的路径，改善了模块的辐射性能，并提供了均匀的辐射方向图。
[0215]
第三元件4230，表示在单极天线(第一元件4210)之前在pcb巴伦/滤波器4240的输出上的开路短截线滤波器。
[0216]
第四元件4240，包括pcb巴伦/滤波器，其采用“rat
‑
race”混合接头，其中增量输出连接到天线并且求和端口接地。巴伦装载有一对开路短截线滤波器(第五元件4250)，以抑制来自二次和三次谐波的不期望的信号。在巴伦前后再增加四个开路短截线滤波器，以提高带外信号的抑制水平(为清楚起见未标识，但在“rat
‑
race”混合接头的内部部分中明显可见)。
[0217]
第五元件4250，表示开路短截线滤波器，位于pcb巴伦/滤波器(第四元件4240)的
输入上，在共模和差模信号进入巴伦之前提供对共模和差模信号的改进的抑制。
[0218]
第六单元4260是uwb无线电。
[0219]
因此，本发明人已经建立了pcb巴伦/滤波器电路4200，其提供对高频杂散谐波的优良滤波能力，并将滤波和巴伦功能集成到一个pcb结构中，从而产生紧凑和低成本的解决方案。pcb巴伦/滤波器电路4200对于整个所需频带在天线模块周围提供具有均匀增益的全向辐射方向图。
[0220]
因此，pcb巴伦/滤波器电路4200内的创新包括使用接地平面槽，用于对辐射方向图进行平滑，并结合对高频杂散信号进行优良滤波的紧凑pcb巴伦/滤波器结构，对所有频率在天线周围提供均匀增益。
[0221]
参考图43a至图43c，描绘了根据本发明实施例的如图42所描绘的uwb天线子系统在6.5ghz至8.5ghz频率范围上的感兴趣频带上的天线辐射方向图。图44a和图44b描绘了根据本发明实施例的如图39所描绘的uwb天线子系统的s11和峰值增益。
[0222]
13.具有谐波抑制的差分天线
[0223]
如上所述，uwb无线电可以使用巴伦直接连接到差分天线或间接连接到单端天线。如上所述，这些单端天线模块可具有集成滤波能力以抑制不期望的杂散信号。然而，在可以接受巴伦的额外成本和插入损耗的情况下，这是可能的。然而，在一些uwb系统中，这些代价是不能接受的，因此，本发明已经建立了新型uwb天线模块来解决，该天线模块采用如下在13a节中描述的滤波环形天线方法或如下在13b节中描述的差分天线模块。每个谐波抑制是通过差分低通滤波器实现的，从而消除了对巴伦的需求，这继而降低了与此额外组件相关的损耗和制造成本。
[0224]
13a.滤波环形天线模块
[0225]
参考图45，描绘了根据本发明实施例的示例性滤波环形天线模块4500，其总体尺寸为20mm(0.8英寸)
×
18mm(0.7英寸)。在滤波环形天线模块4500内，分别描绘了第一元件4510至第三元件4530。这些元件包括:
[0226]
第一元件4510，是将uwb无线电连接到天线前端的差分馈电线，并且包括开路短截线衰减陷波滤波器以衰减二次谐波信号。
[0227]
第二元件4520，是抑制共模和差模杂散信号两者的差分低通滤波器。滤波器的结构类似于前面给出的用于单极天线子系统的滤波器。输入差分信号在两条50ω微带线之间分离，然后通过缺陷接地结构(dgs)低通滤波器进行滤波，之后馈入差分天线(第三单元4530)并被辐射。
[0228]
第三元件4530，是装载有寄生元件的差分环形天线，其中该天线的结构类似于前面给出的上述环形天线。
[0229]
有益地，滤波环形天线模块4500为新型差分低通滤波器提供紧凑且低损耗的结构，这提供二次和三次谐波的宽抑制区域以及不需要巴伦的低成本高效结构。此外，天线的高通性质与低通滤波器相结合而提供入射波的带通辐射，诸如附图所描绘的，可以在图46b中观察到。
[0230]
参考图46a和46b，描绘了根据本发明实施例的如图45所描绘的uwb天线子系统的s11和辐射效率。因此，明显的是，滤波环形模块4500提供了从6.2ghz到8.35ghz的良好阻抗匹配，这些频率覆盖了(诸如由加拿大魁北克蒙特利尔的spark microsystems公司制造的)
示例性uwb无线电所需的频率带宽。此外，图46b中的辐射效率曲线示出了对谐波下的高频信号和低频信号处的抑制。现在参考图47a至47c，描绘了根据本发明实施例的图45所描绘的uwb天线子系统在感兴趣频带上的天线辐射方向图。
[0231]
13b.差分贴片天线模块
[0232]
与上文关于图45所述的馈电线和滤波器的类似结构也可用于不同的差分天线类型，诸如图48所描绘的类型。因此，图48描绘了根据本发明实施例的示例性差分贴片天线模块。在差分贴片天线模块4800内，分别描绘了第一元件4810至第三元件4830。这些元件包括:
[0233]
第一元件4810，是将uwb无线电连接到天线前端的差分馈电线，并且包括开路短截线衰减陷波滤波器以衰减二次谐波信号。
[0234]
第二元件4820，是抑制共模和差模杂散信号两者的差分低通滤波器。滤波器的结构类似于前面给出的用于单极天线子系统的滤波器。输入差分信号在两条50ω微带线之间分离，然后通过缺陷接地结构(dgs)低通滤波器进行滤波，之后馈入差分天线(第三单元4830)并被辐射。
[0235]
第三元件4830，是装载有寄生元件的差分环形天线，其中该天线的结构类似于前面给出的上述环形天线。
[0236]
根据图48明显的是，该天线提供了整体尺寸更小的更紧凑的模块，同时给出的是，如可以在图49a至49c中的辐射方向图曲线分别所观察的，侧面的天线增益(phi＝0
°
，theta＝90
°
)高于环形天线。例如，这使得改善了室内环境中的覆盖范围。
[0237]
参考图49a至49c，描绘了根据本发明实施例的如图48所描绘的uwb天线子系统在感兴趣频带上的天线辐射方向图。现在参考图50a和图50b，描绘了根据本发明实施例的如图48所描绘的uwb天线子系统的s11和辐射效率。因此，明显的是，天线在感兴趣频率范围(6.0ghz至8.7ghz)上表现出良好的阻抗匹配，并且辐射效率表现了整体结构的带通性质，这产生对不期望的信号的有效抑制。
[0238]
在上述描述中给出了具体细节，以提供对实施例的透彻理解。然而，应当理解，可以在没有这些具体细节的情况下实践实施例。例如，可以在框图中示出电路，以便不以不必要细节使得实施例模糊。在其它实例中，可以在没有不必要细节的情况下示出公知的电路、过程、算法、结构和技术，以避免使得实施例模糊。
[0239]
可以以各种方式完成上述技术、块、步骤和装置的实现。例如，这些技术、块、步骤和装置可以在硬件、软件或它们的组合中来实现。对于硬件实现，处理单元可以在一个或多个专用集成电路(asic)、数字信号处理器(dsp)、数字信号处理装置(dspd)、可编程逻辑装置(pld)、现场可编程门阵列(fpga)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、被设计为执行上述功能的其他电子单元和/或它们的组合内实现。
[0240]
为了说明和描述的目的，已经给出了本发明的示例性实施例的前述公开内容。其不旨在是穷尽的或将本发明限制于所公开的精确形式。根据上述公开内容，对于本领域普通技术人员来说，本文描述的实施例的许多变化和修改将是明显的。本发明的范围仅由所附权利要求及它们的等同物限定。
[0241]
此外，在描述本发明的代表性实施例时，说明书可能已经将本发明的方法和/或过程提供为特定的步骤序列。然而，在该方法或过程不依赖于本文阐述的特定步骤顺序的程
度上，该方法或过程不应限于所描述的特定步骤序列。如本领域普通技术人员将理解的，其它步骤序列也是可能的。因此，说明书中阐述的特定步骤顺序不应被解释为对权利要求的限制。此外，针对本发明的方法和/或过程的权利要求不应限于按所书写的顺序执行它们的步骤，本领域技术人员可以容易地理解，所述序列可以变化并且仍然保持在本发明的精神和范围内。