一种基于正交间歇采样调制雷达信号的同时极化测量方法与流程

一种基于正交间歇采样调制雷达信号的同时极化测量方法
【技术领域】
1.本发明属于雷达信号处理领域，具体涉及到雷达收发信号处理技术，更进一步来说是针对空间目标提出了一种基于间歇采样原理的同时极化测量方法。利用脉内的“分时极化”实现同时极化测量，实现方法简单。


背景技术：

2.极化特征是目标特性的重要表征方法之一，对目标识别具有重要意义。对于全极化雷达，主要有同时极化与分时极化两种方式。其中，分时极化方法分时交替发射两路极化信号，利用时间分集可以有效解决两路信号之间干扰问题。但是由于不同极化通道时间的不一致，目标的状态、环境的改变都会带来极化散射矩阵的改变，造成测量的不准确性。采用同时极化方法可以有效地避免此问题，但是采用同时极化的方式面临着正交极化波形的设计问题，目前常用的有频移脉冲信号、正负线性调频信号、正交相位编码信号等，而实际使用中信号的正交性难以保证，理想正交波形也并不存在。随着数字射频存储器(drfm)、直接数字合成器(dds)等技术的发展，2006年文献(王雪松，刘建成，张文明，傅其祥，刘忠，谢晓霞。间歇采样转发干扰的数学原理[j].中国科学e辑：信息科学，2006(08):891
‑
901.)提出间歇采样原理，通过对雷达信号进行低速的间歇采样，利用脉压雷达的匹配滤波特性，产生相干假目标串的干扰效果，在雷达sar、isar干扰领域得到广泛应用。近年来相关研究将间歇采样原理的适用范围进行了扩展。
[0003]
本发明结合了分时极化测量和同时极化测量的优势，通过对完整线性调频信号进行交替间歇采样发射，得到脉内时域分集的同时极化信号，对回波进行脉冲压缩和加窗处理得到目标极化散射特征。


技术实现要素：

[0004]
本发明的目的在于利用脉内交替间歇采样的原理设计一种同时极化测量波形，通过脉内分时获得了类似于分时极化测量的理想波形隔离度，从而兼具同时极化测量与分时极化测量的优势。
[0005]
为了达到上述目的，本发明提出一种基于正交间歇采样调制雷达信号的同时极化测量方法，采取的技术方案如下：
[0006]
步骤一：信号源产生线性调频信号并进行射频调制，通过开关切换的方式按照间歇采样发射时序将信号切换到对应的极化发射天线，从而完成同时极化信号的发射。
[0007]
步骤二：对于接收到的h、v两路极化回波信号进行ad采样，然后通过间歇采样发射时序p
h
(t)、p
v
(t)对信号进行分离，得到hh、hv、vh、vv四路极化回波信号。
[0008]
步骤三：使用完整线性调频信号的匹配滤波器分别对所述的四路信号进行脉冲压缩处理。
[0009]
步骤四：对步骤三得到的脉冲压缩结果进行加窗处理，去除虚假峰后得到目标的极化散射矩阵估计。
[0010]
其中，所述间歇采样发射时序为矩形包络脉冲串，时域波形见图2，其脉宽为t
p
，脉冲重复周期为t
s
，记为p(t)，则：
[0011][0012]
其中，*代表卷积运算，δ(
·
)为冲激函数，
[0013]
通过傅里叶变换，得到p(t)的频谱为：
[0014][0015]
其中，f
s
＝1/t
s
，sinc(x)＝sin(x)/x。
[0016]
其中，所述的步骤一的具体实现过程如下：
[0017]
对lfm信号进行两路周期相同的交替间歇采样示意图见图3(a)，间歇采样发射时序分别为p
h
(t)与p
v
(t)，其对应参数如图3(b)所示，其中t
s
为间歇采样周期，t
ph
和t
pv
分别为h极化通道和v极化通道间歇采样子脉冲宽度，t1和t2为设置的通道时间保护单元，其目的是避免由于目标的复杂散射结构、复杂运动等引起回波波形展宽造成不同极化信号之间的耦合，提高极化通道信号之间的隔离度。间歇采样发射时序可以表示为：
[0018][0019][0020]
由于两路信号在时域上分集，不难得到p
h
(t)p
v
(t)＝0。
[0021]
根据以上假设，同时极化发射信号可以表示为：
[0022]
x
h
(t)＝p
h
(t)x(t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0023]
x
v
(t)＝p
v
(t)x(t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0024]
其中，所述步骤二具体过程如下：
[0025]
假设目标极化散射矩阵为h接收通道与v接收通道的回波可以表示为：
[0026]
y
h
(t)＝s
hh
x
h
(t
‑
τ) s
hv
x
v
(t
‑
τ)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0027]
y
v
(t)＝s
vh
x
h
(t
‑
τ) s
vv
x
v
(t
‑
τ)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0028]
分别用p
h
(t)、p
v
(t)与接收到的回波信号进行相乘运算，从而实现共极化与交叉极化信号的分离：
[0029]
y
mn
(t)＝p
n
(t)y
m
(t)＝p
n
(t)(s
mh
p
h
(t)x(t
‑
τ) s
mv
p
v
(t)x(t
‑
τ))＝s
mn
p
n
(t)x(t
‑
τ)(9)
[0031]
其中，m,n＝h或v。由此实现不同极化通道的分离。
[0032]
其中，步骤三所述脉冲压缩处理指通过与原始完整lfm信号的匹配滤波处理，得到脉压输出：
[0033][0034]
在考虑目标多普勒的情况下，假设目标速度为v，则多普勒频率可以表示为则对应极化回波信号可以表示为：
[0035]
e
mn
(t)＝y
mn
(t)exp(j2πf
d
t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(11)
[0036]
经过匹配滤波处理后，其脉压输出可以表示为：
[0037][0038]
其中，步骤四所述加窗处理假设采用矩形窗函数，可表示为：
[0039]
w(t)＝rect((t
‑
τ)/t
w
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(13)
[0040]
通过窗函数处理后，输出信号为：
[0041][0042]
在实际工程应用中，可以根据需要选取汉宁窗、汉明窗等其他窗函数。
[0043]
本发明的有益效果主要包括：
[0044]
第一，传统的同时极化信号，如正负线性调频信号，在信号发射时需要对应的两套信号产生设备，硬件设备成本较高。而本文所提方法可以通过开关切换的方式，使用同一信号源完成两路信号的发射，极大地节约了系统的硬件成本。
[0045]
第二，两路间歇采样发射时序信号利用信号时域上的分集可以实现类似于分时极化测量的理想信号隔离度，且由于是脉内的间歇调制获得，与传统分时极化测量方法有本质的区别，能保证目标极化特性测量的相干性。
【附图说明】
[0046]
图1为本发明所提出的基于间歇采样原理的同时极化测量方法的总体流程图。
[0047]
图2是间歇采样发射时序信号示意图。
[0048]
图3(a)(b)是交替间歇采样lfm信号图，其中图3(a)为产生两路正交信号的原理示意图，图3(b)为通道参数设置图；
[0049]
图4(a)(b)是发射信号的时域波形，其中图4(a)是h通道的发射波形，图4(b)是v通道的发射波形；
[0050]
图5(a)(b)(c)(d)是每个极化通道脉冲压缩输出的回波时域波形，其中图5(a)(b)
(c)(d)分别对应hh、vh、hv、vv通道的信号；
[0051]
图6(a)(b)(c)(d)是每个极化通道加矩形窗后脉冲压缩输出的时域波形，其中图6(a)(b)(c)(d)分别对应hh、vh、hv、vv通道的信号；
[0052]
表1是是选取的4个散射点的归一化极化散射特性；
【具体实施方式】
[0053]
本发明适用于空间目标的极化特征测量。图1是本发明的简要流程图，下面结合附图，对本发明所提出的方法作进一步解释。本方法的具体步骤和效果如下：
[0054]
步骤一：信号源产生线性调频信号并进行射频调制，通过开关切换的方式按照间歇采样发射时序将信号切换到对应的极化发射天线，从而完成同时极化信号的发射。
[0055]
对lfm信号进行两路周期相同的交替间歇采样，示意图见图2(a)，间歇采样发射时序分别为p
h
(t)与p
v
(t)，其对应参数如图2(b)所示，其中t
s
为间歇采样周期，t
ph
和t
pv
分别为h极化通道和v极化通道间歇采样子脉冲宽度，t1和t2为设置的通道时间保护单元，避免由于目标的复杂散射结构、复杂运动等引起回波波形展宽造成不同极化信号之间的耦合，提高极化通道信号之间的隔离度。间歇采样发射时序可以分别表示为：
[0056][0057][0058]
由于两者时域上的分集，得到p
h
(t)p
v
(t)＝0。
[0059]
根据以上假设，发射信号可以表示为：
[0060]
x
h
(t)＝p
h
(t)x(t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(17)
[0061]
x
v
(t)＝p
v
(t)x(t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(18)
[0062]
步骤二：对于接收到的h、v两路极化回波信号进行ad采样，然后通过间歇采样发射时序p
h
(t)、p
v
(t)对信号进行分离，得到hh、hv、vh、vv四路极化回波信号。
[0063]
假设目标极化散射矩阵为h接收通道与v接收通道的回波可以表示为：
[0064]
y
h
(t)＝s
hh
x
h
(t
‑
τ) s
hv
x
v
(t
‑
τ)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(19)
[0065]
y
v
(t)＝s
vh
x
h
(t
‑
τ) s
vv
x
v
(t
‑
τ)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(20)
[0066]
分别用p
h
(t)、p
v
(t)与接收到的回波信号进行相乘运算，从而实现共极化与交叉极化信号的分离。
[0067]
y
mn
(t)＝p
n
(t)y
m
(t)＝p
n
(t)(s
mh
p
h
(t)x(t
‑
τ) s
mv
p
v
(t)x(t
‑
τ))＝s
mn
p
n
(t)x(t
‑
τ)(21)
[0069]
其中，m,n＝horv。
[0070]
步骤三：使用完整线性调频信号的匹配滤波器分别对四路信号进行脉压处理。
[0071]
实现不同极化通道信号分离后，通过与原始完整lfm信号的匹配滤波处理，得到脉压输出
[0072][0073]
在考虑目标多普勒的情况下，假设目标速度为v，则多普勒频率可以表示为则对应极化回波信号可以表示为：
[0074]
e
mn
(t)＝y
mn
(t)exp(j2πf
d
t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(23)
[0075]
经过匹配滤波处理后，其脉压输出可以表示为
[0076][0077]
可以看出，在多普勒存在的情况下，间歇脉压输出产生了固定的位置偏移，相比于没有多普勒时其时域上的偏移量为f
d
/k，对应的距离偏移量为
[0078][0079]
从上式可以看出，对于不同极化通道，由多普勒引起的距离偏移量相同，且向同一方向偏移，因此目标散射点在不同极化通道的位置仍然一致，且目标多普勒并不对其脉压输出的峰值产生明显影响。因此，仍然可以测量得到目标的极化散射矩阵。
[0080]
步骤四：对脉压结果进行加窗处理，去除虚假峰后得到目标的极化散射矩阵估计。
[0081]
由于间歇采样所带来的距离像的周期延拓效应，为去除虚假峰的影响，可以通过加窗函数的方法去除n≠0的虚假峰。假设采用矩形窗函数，可表示为
[0082]
w(t)＝rect((t
‑
τ)/t
w
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(26)
[0083]
通过窗函数处理后，输出信号为：
[0084][0085]
在实际工程应用中，可以根据需要选取汉宁窗、汉明窗等其他窗函数。
[0086]
下面给出matlab仿真结果，通过仿真验证了该方法的有效性。假设雷达工作在x波段，载频f0＝10ghz。完整的lfm信号脉宽为t＝100us，带宽为b＝300mhz。假设目标由四个散射点组成，散射点到参考点的距离分别为
‑
5m,0m,5m,8m，则目标总长度l＝13m。目标的极化散射矩阵如下表1所示；要产生前文提出的间歇采样lfm信号对，参数需要满足t
s
≤4us和t'≥0.08us。取t
s
＝2us，t
p1
＝0.4us，保护时间t'＝0.6us。h、v通道发射信号如图4(a)、(b)所示。
[0087][0088]
表1
[0089]
该发射信号受到目标调制后由接收天线接收回波，并在时域将回波的共极化分量和交叉极化分量分离。图5为各极化通道的脉冲压缩输出。如图5(a)、(b)、(c)、(d)所示，各极化通道的脉冲压缩输出是由一系列沿距离方向扩散的周期峰值输出构成的，符合间歇采样调制的性质。
[0090]
通过添加矩形窗口以消除生成的假峰。如图5(a)、(b)、(c)、(d)中黑色虚线所示，由窗口选择输出的主峰值，窗口内的回波信号以加点实线表示，图6(a)、(b)、(c)、(d)为时域加窗后的结果。如图6(a)、(b)、(c)、(d)所示，其中虚线为完整线性调频信号，实现为间歇采样调制的线性调频信号。与完整lfm信号得到的实际极化散射矩阵相比，本发明所提出的间歇采样lfm信号对的输出位置是正确的，但有一定的幅度损失。振幅损失为0.2，等于间歇采样调制的占空比，t
p1
/t
s
＝0.2。经过归一化处理(5倍幅度补偿)，该方法可以得到正确的极化散射矩阵。仿真结果验证了该方法的有效性。