基于变压器滤波的电流源并网逆变器及其双载波调制方法与流程

1.本发明涉及光伏逆变器调制策略应用技术领域，具体涉及一种基于变压器滤波的电流源并网逆变器及其双载波调制方法。


背景技术：

2.传统不带变压器的电流源光伏并网逆变器的变压器体积和漏感较大，造成严重的功率损耗；非隔离型电流源逆变器存在固有的漏电流缺陷，对电网存在安全隐患。
3.因此，如何提供一种减小电流源并网逆变器漏电流、谐波干扰以及开关损耗，提高单位功率因数和效率及并网稳定性的基于变压器滤波的电流源并网逆变器及其双载波调制方法是本领域技术人员亟需解决的问题。


技术实现要素：

4.有鉴于此，本发明提供了一种基于变压器滤波的电流源并网逆变器及其双载波调制方法，通过加入变压器滤波实现电气隔离、减小泄漏电流，并利用变压器漏感和滤波电容组成cl滤波器抑制谐波电流。
5.为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
6.一种基于变压器滤波的电流源并网逆变器，所述电流源并网逆变器包括：直流源的正极和负极均经过直流电感连接至逆阻型全桥电路，所述逆阻型全桥电路的输出端经过由隔离变压器滤波网络接入电网，所述隔离变压器滤波网络包括串联在逆阻型全桥电路输出端的隔离变压器及其漏感，以及并联在逆阻型全桥电路输出端的滤波电容；所述隔离变压器二次侧接入电网。
7.优选的，所述基于变压器滤波的电流源并网逆变器的漏电流等效为：
[0008][0009]
其中，c
pv
为漏电流与光伏板对地寄生电容、vcm为直流源、直流电感和逆阻型全桥电路形成共模环路的共模电压；直流电感和隔离变压器的等效阻抗z趋于无穷大z
∞
。
[0010]
优选的，所述隔离变压器滤波网络的s域等效电路模型为:
[0011][0012]
其中，i
o
(s)为逆阻型全桥电路输出电流，i
g
(s)为并网电流，即逆阻型全桥电路输出电流的电网电流分量，c为所述滤波电容，l
p
为所述漏感，r为漏感等效阻抗，v
g
(s)为电网电压；所述隔离变压器滤波网络滤除逆阻型全桥电路输出电流的高次谐波，使并网电流与电网电压处于同频和同相，以单位功率因数并网运行。
[0013]
优选的，所述隔离变压器漏感与滤波电容组成的滤波电路的谐振频率和阻尼系数为：
[0014][0015]
本发明还提供了一种基于变压器滤波的电流源并网逆变器的双载波调制方法，对所述基于变压器滤波的电流源并网逆变器采用双调制波双载波单极性pwm调制。
[0016]
经由上述的技术方案可知，与现有技术相比，本发明的有益效果包括：
[0017]
1、电流型并网逆变器属于升压型逆变器，不需要dc/dc变换器调整直流母线电压，提升了整机效率。
[0018]
2、利用变压器漏感和滤波电容构成了cl滤波器，降低了电网谐波和功率损耗，提高了电网功率因数。此外，直流侧电感可以抑制直流电流的二倍频波动。
[0019]
3、带变压器滤波的ch
x
电流型逆变系统通过并网变压器进行电磁隔离，从根本上克服了由于共模电压产生的漏电流问题，提高设备及并网的安全性和可靠性；与非隔离型带辅助开关的ch
x
电流型逆变系统的漏电流抑制相比，减少了开关管，降低了开关损耗，提高了整机效率。
[0020]
4、基于变压器滤波的ch
x
电流型逆变系统利用变压器上的漏感l与电容c构成的滤波器配合新型双载波调制策略减小了漏电流，总谐波失真含量thd小于5％。
附图说明
[0021]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图；
[0022]
图1为本发明实施例提供的一种基于变压器滤波的电流源并网逆变器系统图；
[0023]
图2(a)为本发明实施例中无变压器滤波的ch
x
电流型逆变系统图；
[0024]
图2(b)为本发明实施例中无变压器滤波的ch
x 1
电流型逆变系统图；
[0025]
图3(a)为本发明实施例中ch
x 1
双调制波单载波单极性pwm调制图；
[0026]
图3(b)为本发明实施例中ch
x
双调制波单载波双极性pwm调制图；
[0027]
图3(c)为本发明实施例中ch
x
双调制波双载波单极性pwm调制图；
[0028]
图4为本发明实施例中简化的共模环路模型图；
[0029]
图5为本发明实施例中交流侧等效电路图；
[0030]
图6为本发明实施例中逆阻型全桥电路输出电流i
o
与并网电压v
g
和并网电流i
g
的电路模型图。
具体实施方式
[0031]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0032]
本实施例公开的一种基于变压器滤波的电流源并网逆变器及其双载波调制方法，利用变压器漏感与电容结合形成cl滤波器，解决漏电流、安全以及功率损耗较大的问题。并
在给定为同一交流信号对比研究双调制波单载波单极性pwm调制、双调制波单载波双极性pwm调制和双调制波双载波单极性pwm调制。
[0033]
电流源并网逆变器的构建以及双载波调制分析过程如下：
[0034]
本实施例中对带变压器滤波的ch4电流型逆变系统、无变压器滤波的ch5电流型逆变器系统、无变压器滤波的ch4电流型逆变系统逐一进行分析对比。
[0035]
步骤1、构建带变压器滤波的ch4电流型逆变系统、ch5电流型逆变器系统、ch4电流型逆变系统；带变压器滤波的电流型逆变系统图如图1所示，ch5电流型逆变器系统、ch4电流型逆变系统如图2(a)(b)所示。
[0036]
图1中，直流源为蓄电池或光伏电池，正负极经过直流电感l
d1
和l
d2
与逆阻型全桥电路连接，ab端口电压为v
o
，端口输出电流为i
o
，经过由隔离变压器t及其漏感l
p
和滤波电容c组成的隔离变压器滤波网络接入电网v
g
。
[0037]
本发明技术方案相较图2(a)所示无变压器滤波的ch4电流型逆变系统增设了隔离变压器，可以从根本上阻断漏电流的通道。
[0038]
本发明技术方案相较图2(b)所示无变压器滤波的ch5电流型逆变系统减少了一个开关s5，提高了变换器的效率。
[0039]
步骤2、根据带变压器滤波的ch4电流型逆变系统、ch5电流型逆变器系统、ch4电流型逆变系统的拓扑结构，分别分析采用ch4双调制波双载波单极性pwm调制、ch5双调制波单载波单极性pwm调制、ch4双调制波单载波双极性pwm调制时开关管的导通顺序；调制波门控信号如图3(a)(b)(c)所示。
[0040]
根据带变压器滤波的chx电流型并网逆变器和无变压器的chx电流型逆变器，对带变压器滤波的ch4电流型并网逆变器采用改进的双调制波双载波单极性pwm调制，如图3(c)所示；对无变压器滤波的ch5电流型并网逆变器双调制波单载波单极性pwm调制，如图3(a)所示；对无变压器滤波的ch4电流型并网逆变器采用双调制波单载波双极性pwm调制，如图3(b)所示。研究开关管的导通顺序。图3(a)所示的双调制波单载波单极性pwm调制虽能为直流侧电感构建储能通道，s1
‑
s4能形成横向换流，但所需直流侧电感值较大，不利于轻量化电感设计；图3(b)所示的调制波单载波双极性pwm调制不能为直流电感储能，完全依赖直流侧电感放电，方法不可行；图3(c)为改进的双调制波双载波单极性pwm调制，既能满足直流侧电感充放电的需求，也能有效完成电流型换流过程，组合后适合电流源变流器，有利于降低共模电压和thd。
[0041]
步骤3、对带变压器滤波的ch4电流型逆变系统进行漏电流抑制的分析，并与ch4、ch5并网逆变器漏电流抑制的方法进行比较；简化的共模环路模型图如图4所示；
[0042]
步骤3.1、建立简化的共模环路模型，由光伏板对地寄生电容c
pv
经过高频调制产生高频电压v
po
和v
no
，通过直流电感l
d1
和l
d2
组成。其中共模电压v
cm
表示为：
[0043][0044]
其中c
pv
是光伏面板和地面之间的寄生电容，与极板对地寄生参数和开关频率的工作模态有关，v
po
和v
no
为分布电压，o点为接地点。滤波电感l
d1
、l
d2
近似相等，无变压器滤波的电流型并网逆变器漏电流等效为：
[0045][0046]
漏电流与光伏板对地寄生电容c
pv
，电网电压v
g
，输入滤波电感l
d1
、l
d2
和输出滤波电感有关，vcm取值为v
po
与v
no
之和的一半，对地寄生电容cpv由于高频开关变化引起可知高频变化的共模电压v
cm
是无变压器回路中产生漏电流的主要原因。
[0047]
步骤3.2、隔离型并网中变压器具有电压匹配和电气隔离的作用。加上变压器后z为l
d1
、l
d2
和变压器的等效阻抗趋于无穷大z
∞
，则带变压器滤波的电流型并网逆变器漏电流等效为：
[0048][0049]
因此，当逆变器与电网通过变压器连接时，由于变压器的作用使漏电流很小，可忽略不计。
[0050]
步骤4、对带变压器滤波的ch4电流型逆变系统的电流纹波、变压器的滤波电路进行分析；交流侧等效电路如图5所示；变压器的滤波电路如图6所示；
[0051]
步骤4.1、电流纹波的分析：电流逆变器输出电压为变压器漏感压降与电网电压之和：
[0052]
v
o
＝jωl
p
i
g
v
g
[0053]
假设电流型逆变器的并网电流与电网电压同相位，则瞬时有功功率p
g
可表示为
[0054][0055]
其中v
g
为电网电压的rms值，i
g
为电网电流的rms值，v
l
为l
dc
的瞬时电压。因此，电网的功率由直流分量和交流分量两部分组成。交流分量反映在l
dc
直流电感中。
[0056]
定义电流调制比m为：
[0057][0058]
因此，将pv系统(直流源)连接到电网时，pv电压不应超过电网峰值电压的一半。瞬时总输入电流i
pv
为：
[0059][0060]
其中i
l
为调制引起的2倍频电流波动，被直流电感吸收。
[0061]
由于电流型逆变器采用脉冲宽度调制函数m(t)，瞬时输出电流为：
[0062][0063]
逆阻型全桥电路(h桥)输出电流i
o
相位超前于电网电压v
g
的角度为φ，通过变压器模型可得到解析表达式。
[0064]
系统输出电流i
o
中含有余弦分量和余弦三次谐波分量，可以通过增大直流侧电感
抑制余弦分量和余弦三次谐波分量，得到平滑的直流电感电流。
[0065]
步骤4.2、变压器滤波电路的分析：交流侧cl滤波器参数设计的基础应包括以下内容：1、尽可能地滤除逆变器侧电流的高次谐波；2、能够实现单位功率因数并网运行。在等效电路中，i
o
相位超前v
g
的角度为φ，此时i
g
等于：
[0066][0067]
电网电流i
g
由电流型逆变器注入i
g1
和电网回流i
g2
两部分组成。
[0068]
h桥输出电流超前电网电压角φ；即如果不控制输出电流，则会滞后电网电压相φ：
[0069]
φ＝cos
‑1(1
‑
ω2l
p
c)
[0070]
考虑变压器漏感等效阻抗r，由ω域转换为s域：
[0071][0072]
cl滤波电路等效电路模型为:
[0073][0074]
采用电网电压v
g
(s)作为干扰源。单相电流型并网逆变器的控制目标是并网电流i
g
，使得i
g
与并网电压v
g
处于同频和同相，接近单位功率因数。
[0075]
可以得到电流环传递函数g
i
(s)和等效阻抗z
g
(s)：
[0076][0077]
得到二阶系统(漏感与滤波电容组成的滤波电路)的谐振频率和阻尼系数：
[0078][0079]
由此，可以得到如图6所示逆阻型全桥电路输出电流i
o
与并网电压v
g
和并网电流i
g
的电路模型。
[0080]
步骤5、分析本发明涉及到的调制策略，并进行对比研究；参见图1，逆阻型全桥电路包括开关管s1和开关管s2串联形成的串联支路一，开关管s3和开关管s4串联形成的串联支路二，串联支路一和串联支路二并联，两端的并联节点分别连接直流电感l
d1
和l
d2
。串联支路一的中点和串联支路二的中点分别引出a端和b端，构成逆阻型全桥电路输出端ab端口，开关管s1通过二极管连接至串联支路一中点，二极管的正极连接开关管s1；开关管s3通过二极管连接至串联支路二中点，二极管的正极连接开关管s3。开关管s1和开关管s4同调制波且载波互补；开关管s2和开关管s3同调制波且载波互补；开关管s1和开关管s2调制波差180
°
。
[0081]
步骤6、对本发明中设计到的调制策略进行横向及纵向的对比研究，并得出采用不
同种调制时的结论。
[0082]
以下就电网电压相位φ与变压器漏感l
p
和滤波电容c的关系及系统参数设计进行说明：
[0083]
当满足φ的最小值时，需要考虑g
i
(s)的特征。当l
p
＝1mh时，c越小，谐振增益越高，相位裕度越小，z
g
(s)越大，φ越小，功率因数越高。当c＝10uf时，l
p
越小，谐振频率越高，l
p
对谐振增益和相位裕度的影响越小。l
p
越小，z
g
(s)越小，φ越小，功率因数越高。最终取l
p
＝1mh，c＝10uf，l
dc
＝25mh。
[0084]
电流型逆变系统额定功率为5.5kw，并网频率为50hz，开关频率为10khz，控制精度为100us。电网电压的有效值为220v。变压器的额定容量为10kw，变压器等效漏电感l
p
为1mh，滤波电容大小为10uf，开关器件内阻为1mω。
[0085]
以上对本发明所提供的基于变压器滤波的电流源并网逆变器及其双载波调制方法进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
[0086]
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。