一种过流自动保护的LLC全桥变换器主电路及控制方法与流程

一种过流自动保护的llc全桥变换器主电路及控制方法
技术领域
1.本发明适用于新能源发电，轨道交通辅助供电系统等领域隔离型直流变换器高效电能变换场合，具体涉及一种硬件自动保护的llc谐振全桥变换器的主电路结构、参数的确定方法以及控制方法。


背景技术：

2.太阳能、燃料电池等新能源发电和低碳交通具有广阔的发展前景，例如以光伏电池板构成的分布式发电系统以及轨道交通的大功率辅助供电系统都迎来迅猛的发展，作为其中隔离型dc
‑
dc变换器环节的llc谐振全桥变换器，主电路结构如图1所示，也因此得到广泛应用。通过控制全桥输出的方波电压将能量经过谐振电容与谐振电感串联构成的谐振腔传输到变压器原边。再利用变压器将能量传递到副边，整流后给负载供电。
3.相比于传统的隔离型dc
‑
dc变换器，llc谐振变换器具有高频率、高效率、高功率密度的显著优势：
4.1.实现开关器件的零电压开通和二极管的零电流关断，减小开关器件损耗、提高开关频率；
5.2.提高开关频率，有助于减小无源元件的尺寸和成本。
6.然而由于llc谐振变换器的固有特性，输出电压较低或负载较重时的自由谐振会导致无源器件过压或者输入电流过流引起的器件损坏。llc谐振变换器启动、过载甚至负载短路等情况下，会产生极大的冲击电流且难以抑制，系统可靠性无法得到保证。对于半桥llc谐振变换器，现有技术给出了多种过流保护控制方法以及拓扑改进方案。然而，这些方法或者控制较为复杂，或者由于主电路结构的不同，无法直接用于llc谐振全桥变换器。llc谐振全桥变换器现有方案通过增加辅助变压器和辅助整流电路实现硬件保护，但是增加了体积、不利于提高功率密度。llc谐振全桥变换器尚缺乏有效的硬件自动过流保护方法。


技术实现要素：

7.本发明的目的在于针对上述llc谐振全桥变换器软启动与过流保护中存在的问题，提出一种硬件自动保护的llc谐振全桥变换器的主电路结构、参数的确定方法以及控制方法，实现开关周期内瞬时的谐振电容电压钳位，快速抑制输入电流的过流，进而保护电路元器件，同时显著降低控制复杂度。
8.为达到上述目的，本发明所采用的技术方案是：
9.提出一种改进的llc谐振全桥变换器主电路，其特征在于，包括输入端电源v
in
、可控开关管s
ap
、s
an
、s
bp
、s
bn
、辅助可控开关管s
a1
、s
a2
、辅助二极管d
a1
、d
a2
、谐振电容c
r
、高频变压器t、全桥整流电路、输出电容c
o
以及输出端负载r
l
；
10.变压器t可以等效为原边与励磁电感l
m
并联后再与漏感l
r
串联；可控开关管s
ap
、可控开关管s
bp
的漏极均与辅助二极管d
a1
的阴极接在输入电源v
in
的正极，辅助二极管d
a1
的阳极接到可控开关管s
a2
的漏极，可控开关管s
an
、可控开关管s
bn
的源极与辅助二极管d
a2
的阳极
接在输入电源v
in
的负极，辅助二极管d
a2
的阴极接到辅助可控开关管s
a2
的源极，辅助可控开关管、辅助二极管串联构成的上、下桥臂形成的辅助桥臂；可控开关管s
ap
的源极与可控开关管s
an
的漏极相接并连接到变压器t的原边负极，可控开关管s
bp
的源极与可控开关管s
bn
的漏极相接并连接到谐振电容c
r
的一端，辅助可控开关管s
a1
的源极与辅助可控开关管s
a2
的漏极相接并接到谐振电容c
r
的另一端以及变压器原边正极；
11.作为本发明的进一步改进，变压器t的副边与全桥整流电路连接，全桥整流电路输出端并联输出电容c
o
以及负载r
l
。
12.所述全桥整流电路包含二极管d
ap
、d
an
、d
bp
、d
bn
。d
ap
、d
bp
的阴极相接并连到c
o
的正极与r
l
的一端；d
an
、d
bn
的阳极相接并连到c
o
的负极与r
l
的另一端；d
ap
的阳极与d
an
的阴极相接并接到变压器副边的正极，d
bp
的阳极与d
bn
的阴极相接并接到变压器副边的负极。
13.一种llc谐振全桥变换器主电路的参数确定方法，包括以下步骤：
14.在谐振电容电压v
cr
绝对值达到输入电压的时刻，谐振电容经由辅助桥臂和s
bn
/s
bp
被输入电源钳位，谐振电感电流i
lr
从辅助桥臂续流并从保护值减小。即一个开关周期内最大谐振电感电流i
lr_max
发生在谐振电容绝对值等于输入电压的时刻(此时忽略管压降)。
[0015][0016]
在给定输入电压以及满载功率的运行工况下，确定输入电流峰值等器件选型条件并留有安全裕量后，得到器件允许的最大输入电流。根据最大允许电流，利用式(1)得到谐振参数c
r
，l
r
的比值：
[0017]
进一步结合谐振频率表达式(2)计算得到谐振参数c
r
，l
r
，完成参数设计。
[0018][0019]
一种llc谐振全桥变换器主电路的控制方法，包括以下步骤：
[0020]
计算开关管工作中的最大关断电流，将其作为辅助桥臂的预设电流i
set
；
[0021]
检测辅助桥臂的实际电流与预设电流i
set
的关系，判断该电路是否发生过流情况：实际电流大于预设电流i
set
认为过流发生，实际电流小于预设电流i
set
认为过流未发生。
[0022]
若并无过流发生，s
ap
、s
an
、s
bp
、s
bn
正常工作；
[0023]
若过流发生，通过逻辑关系控制s
a1
、s
a2
、s
bp
、s
bn
保持原有动作不变，s
ap
、s
an
按正常频率工作；直到过流被抑制，流经辅助桥臂的电流小于设定值i
set
，控制s
a1
、s
a2
、s
bp
、s
bn
恢复正常工作模式。
[0024]
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
[0025]
本发明提出了一种具有硬件自动保护功能的llc谐振全桥直流变换器，在传统的llc谐振全桥变换器主电路结构上，增加由辅助可控开关管和辅助二极管串联构成的上、下臂形成的辅助桥臂，再将谐振电容c
r
和谐振电感l
r
相接的一端接入辅助桥臂中点。本发明充分结合llc谐振变换器自身谐振特性与硬件保护需求，通过控制辅助桥臂的动作，克服传统llc谐振全桥变换器过流保护的关键技术难点，获得硬件的主动限流能力，有效地简化llc过流保护以及软启动过程的控制器设计，显著提高系统安全可靠性，具有以下明显优势：
[0026]
1)硬件限制过流，解决了正常运行的过流保护与软启动的过流问题；
[0027]
2)软件控制升级要求最小，通过硬件电路的比较与逻辑控制即可实现保护功能，避免控制延时；
[0028]
3)利用llc谐振器件实现辅助开关管的零电压开通(zvs)与原有开关管的零电流关断(zcs)，保证过流情况发生时开关损耗与原拓扑相同；
[0029]
4)拓展llc全桥工作范围，使其在传统llc变换器的容性工作区仍保留了zvs能力并获得恒流源特性。
[0030]
具有硬件自动保护功能的llc谐振全桥直流变换器，在新能源分布式发电系统、轨道交通辅助电源等领域，具有广阔应用前景。
附图说明
[0031]
在此描述的附图仅用于解释目的，而不意图以任何方式来限制本发明公开的范围。本领域的技术人员在本发明的教导下，可以根据具体情况选择相应的电力半导体器件和无源元件来实施本发明。在附图中：
[0032]
图1为传统的llc谐振全桥变换器的电路结构；
[0033]
图2为本发明的主电路结构图即增加辅助可控开关管以及辅助二极管的llc谐振全桥变换器；
[0034]
图3为llc谐振全桥变换器严重过载时的工作模态图；其中，(a)为模态1对应的电路工作模态，(b)为模态2对应的电路工作模态，(c)为模态3对应的电路工作模态，(d)为模态4对应的电路工作模态，(e)为模态5对应的电路工作模态，(f)为模态6对应的电路工作模态；
[0035]
图4为本发明的llc谐振全桥变换器主电路严重过载工作波形；
[0036]
图5为llc谐振全桥变换器轻微过载时的工作模态图；其中，(a)为模态1的等效工作电路，(b)为模态2的等效工作电路，(c)为模态3的等效工作电路，(d)为模态4的等效工作电路；
[0037]
图6为本发明的llc谐振全桥变换器主电路轻微过载工作波形；
[0038]
图7为本发明的llc谐振全桥变换器的最大输入电流；
[0039]
图8为本发明的llc谐振全桥变换器的控制框图；
[0040]
图9为本发明的llc谐振全桥变换器的正常工况仿真波形(v
in
＝40v，v
o
＝410v，f
s
＝380khz，r
l
＝560ω)；其中，(a)为谐振电容电压v
cr
，驱动信号，谐振电感与励磁电感电流，(b)为开关波形。
[0041]
图10为本发明的llc谐振全桥变换器的启动仿真波形(v
in
＝40v，v
o
＝410v，f
s
＝380khz，r
l
＝560ω)；其中，(a)为谐振电感电流i
lr
，(b)为输出电压v
o
，(c)为谐振电容电压v
cr
，驱动信号，谐振电感与励磁电感电流，(d)为开关波形。
[0042]
图11为本发明的llc谐振全桥变换器的短路仿真波形(v
in
＝40v，v
o
＝410v，f
s
＝380khz，r
l
＝560ω)；其中，(a)为谐振电感电流i
lr
，(b)为输出电压v
o
，(c)为谐振电容电压v
cr
，驱动信号，谐振电感与励磁电感电流，(d)为开关波形。
具体实施方式
[0043]
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案，下面将结合本发明实
施例中的附图，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
[0044]
需要说明的是，当元件被称为“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者也可以存在居中的元件。当一个元件被认为是“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或者可能同时存在居中元件。本文所使用的术语“垂直的”、“水平的”、“左”、“右”以及类似的表述只是为了说明的目的，并不表示是唯一的实施例。
[0045]
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本发明说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
[0046]
下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细的说明：
[0047]
参见图2，图2为llc谐振全桥变换器的主电路结构图，包括输入端电源v
in
、可控开关管s
ap
、s
an
、s
bp
、s
bn
、辅助可控开关管s
a1
、s
a2
、辅助二极管d
a1
、d
a2
、谐振电容c
r
、高频变压器t、包含二极管d
ap
、d
an
、d
bp
、d
bn
的全桥整流电路、、输出电容c
o
以及输出端负载r
l
；变压器能够等效为具有固定变比的理想变压器与励磁电感l
m
并联后再与等效到原边的漏感l
r
串联；可控开关管包括mosfet(/gan hemt)、体二极管和寄生电容；可控开关管s
ap
、可控开关管s
bp
的漏极均与辅助二极管d
a1
的阴极接在输入电源v
in
的正极，辅助二极管d
a1
的阳极接到可控开关管s
a2
的漏极，可控开关管s
an
、可控开关管s
bn
的源极与辅助二极管d
a2
的阳极接在输入电源v
in
的负极，辅助二极管d
a2
的阴极接到辅助可控开关管s
a2
的源极，辅助可控开关管、辅助二极管串联构成的上、下桥臂形成的辅助桥臂；可控开关管s
ap
的源极与可控开关管s
an
的漏极相接并连接到变压器t的原边负极，可控开关管s
bp
的源极与可控开关管s
bn
的漏极相接并连接到谐振电容c
r
的一端，辅助可控开关管s
a1
的源极与辅助可控开关管s
a2
的漏极相接并接到谐振电容c
r
的另一端以及变压器原边正极。
[0048]
变压器t的副边与全桥整流电路连接，全桥整流电路输出端并联输出电容c
o
以及输出端负载r
l
。所述全桥整流电路包含二极管d
ap
、d
an
、d
bp
、d
bn
，d
ap
、d
bp
的阴极相接并连到c
o
的正极与r
l
的一端；d
an
、d
bn
的阳极相接并连到c
o
的负极与r
l
的另一端；d
ap
的阳极与d
an
的阴极相接并接到变压器副边的正极，d
bp
的阳极与d
bn
的阴极相接并接到变压器副边的负极。
[0049]
本发明的原理：
[0050]
为简化分析，在这里忽略死区时间。由于llc谐振变换器工作波形的在正负半个周期内对称，所以这里采用正半周期进行分析。如图3所示，在发生严重过流的情况下，硬件自动保护的llc谐振全桥变换器半个周期内共含有五个模态，这里结合图3和图4进行逐一分析。
[0051]
模态1：如图3(a)所示，在t0到t1时刻，当s
an
、s
bp
、s
a2
开通，输入电流经过s
an
、s
bp
流入谐振腔并将能量传输到变压器副边，最后经过d
ap
，d
bn
流向负载。在谐振过程中，谐振电容电压v
cr
由负的输入电压
‑
v
in
增加到正的输入电压 v
in
，谐振电流在t1时刻达到最大值。谐振电感电流i
lr
与谐振电容电压v
cr
满足关系式：
[0052][0053][0054]
可以求得谐振电感电流i
lr
与谐振电容电压v
cr
表达式：
[0055][0056][0057]
其中：v'
o
为等效到原边的输出电压。
[0058]
模态2：如图3(b)所示，在t1时刻，谐振电容电压v
cr
达到 v
in
，d
a2
开通。在t1到t2时刻，输入电流为零。谐振电感电流i
lr
经过s
an
、s
a2
续流，继续传输能量到变压器副边。在该过程中，相当于在谐振电感与变压器两端施加零电平，电感电流逐渐下降。i
lr
满足关系式：
[0059][0060]
可以求得i
lr
与v
cr
表达式：
[0061][0062]
v
cr
＝v
in
ꢀꢀꢀ
(10)
[0063]
模态3：如图3(c)所示，在t2时刻，s
an
关断，s
ap
开通，s
bp
、s
a2
仍然开通。电流通过s
an
反向二极管续流，实现其zvs开通。在t2到t3时刻，谐振电容仍然由输入电压钳位，不参与谐振。谐振电感电流i
lr
经过s
ap
、s
a2
续流，继续传输能量到变压器副边，直到谐振电感电流i
lr
达到预设值。在该过程中，相当于在谐振电感与变压器两端施加负电平，电感电流快速下降。i
lr
满足关系式：
[0064][0065]
求得i
lr
与v
cr
表达式：
[0066][0067][0068]
模态4：如图3(d)所示，在t3时刻，谐振电感电流i
lr
达到预设值，s
bp
、s
a2
关断，s
bn
、s
a1
开通。同时电流通过s
bn
反向二极管续流，实现其zvs开通，s
a1
电流为零，实现zcs开通。在t3到t4时刻，谐振电流从经过二极管d
a2
续流变为经过s
bn
续流，c
r
开始参与谐振。输入电流经过s
ap
、s
bn
流入谐振腔并将能量传输到变压器副边，最后经过d
ap
、d
bn
流向负载，直到谐振电感电流i
lr
与励磁电流相等。i
lr
与v
cr
满足关系式：
[0069][0070][0071]
求解i
lr
与v
cr
表达式：
[0072][0073][0074]
模态5：如图3(e)所示，在t4时刻，i
lr
与i
lm
相等，d
ap
、d
bn
关断，d
an
，d
bp
开通。在t4到t5时刻，副边电流从零逐渐增加，并经过二极管d
an
，d
bp
给输出电容供电，实现d
ap
，d
bn
的zcs关断。i
lr
继续减小，直到其减小到零，所以实际运行中保证s
bn
、s
a1
在t5时刻之前开通，即能实现s
bn
的zvs开通。i
lr
与v
cr
满足关系式：
[0075][0076][0077]
可以求得i
lr
与v
cr
表达式：
[0078][0079][0080]
模态6：如图3(f)所示，从t5时刻开始进入下半个周期的工作，在t5到t6时刻，与模态一状态相反，此后状态不再赘述。
[0081]
图5与图6给出了轻微过载时的硬件自动保护的llc谐振全桥变换器的工作模态图。同样鉴于llc谐振变换器工作波形在正负半个周期内对称，本专利说明书以正半周期进行分析。在发生过流的情况下，llc谐振全桥变换器半个周期内共含有三个模态，这里结合图5与图6逐一分析。
[0082]
模态1：如图5(a)所示，在t0到t1时刻，当s
an
、s
bp
、s
a2
开通，输入电流经过s
an
、s
bp
流入谐振腔并将能量传输到变压器副边，最后经过d
ap
，d
bn
流向负载。在谐振过程中，v
cr
由
‑
v
in
增加到 v
in
。
[0083]
模态2：如图5(b)所示，在t1时刻，由于v
cr
达到 v
in
，d
a2
两端电压为零，此时d
a2
开通。在t1到t2时刻，输入电流为零。i
lr
经s
bn
、s
a2
续流，继续传输能量到变压器副边。在该过程中，相当于在l
r
与变压器两端施加零电平，i
lr
继续下降。
[0084]
模态3：如图5(c)所示，在t2时刻，i
lr
＝i
lm
，d
ap
，d
an
实现zcs关断。在t2到t3时刻，l
m
与
l
r
串联，同时由于输入电压为零，电感电流不变。
[0085]
模态4：如图5(d)所示，在t3时刻，s
an
、s
bp
、s
a2
关断，s
ap
、s
bn
、s
a1
开通。关断电流较小，可以认为s
an
、s
a2
实现准zcs关断。同时由于电流通过s
ap
、s
bn
反向二极管续流，实现其zvs开通。在t3时刻以后进入下半周期，这里不再赘述。
[0086]
本发明还公开了一种llc谐振全桥变换器的参数设计方法，以下进行说明：
[0087]
两种工况中，严重过载工况谐振电容充电到输入电压的时间最短，所以最大的输入电流发生在严重过载的工况。因此本专利说明书将关注严重过载情况的分析。而通过图4的电感电流波形观察可以发现，最大输入电流发生在t1时刻，由于关断电流较小，所以可以假设初始t0时刻，i
lr
＝0，v
cr
＝
‑
v
in
。t1时刻，v
cr
增加到 v
in
，因此可以求得t1时刻和输入电流峰值i
lr
(t1)：
[0088][0089][0090]
如图7所示，刻画了在不同品质因数q下，最大输入电流峰值与输出电压v
o
的关系。
[0091][0092]
q为llc满载情况对应的品质因数，r
e
为负载的电阻折算到原边的等效值。
[0093]
可以发现，过流保护过程内的电流峰值随着输出电压v
o
的提高而减小，即最大输入电流出现在启动的瞬间以及短路发生后输出电压下降到零的时刻，进而得到最大输入电流表达式，如式(1)所示。
[0094]
通过给定输入电压以及满载功率的运行工况，确定输入电流峰值等器件选型的限制条件并留有安全裕量后，得到电路允许的最大输入电流。根据最大电流，利用式(1)确定谐振参数c
r
，l
r
的比值同时得到q值，通过确定的谐振频率计算得到谐振参数c
r
，l
r
的值，完成参数设计。
[0095]
例如40v输入，290w的应用在正常运行时输入电流峰值为14a，而电路器件选型时留取两倍以上的电流裕量，因此选取最大电流为30a。通过计算选取满载的q值为0.57。在辅助桥臂的精准控制后，输入电流始终小于30a，确保电路器件选型的可靠性。
[0096]
本发明还公开了一种llc谐振全桥变换器的控制方法，包括以下步骤：
[0097]
计算开关管工作中的最大关断电流，将其作为辅助桥臂的预设电流；检测辅助桥臂的实际电流与预设电流的关系，判断该电路是否发生过流情况：实际电流大于预设电流认为过流发生，实际电流小于预设电流认为过流未发生；正常工作模式下，保证辅助可控开关管s
a1
、s
a2
与相邻可控开关管s
bp
、s
bn
以相同开关频率工作。当过流发生时，电容电压通过s
bp
/s
bn
与s
a2
/s
a1
被输入电压钳位，电感电流通过s
a2
/s
a1
续流。此时通过逻辑控制s
a1
、s
a2
、s
bp
、s
bn
不动作，s
ap
、s
an
正常工作。直到辅助桥臂电流下降到预设电流，重新恢复s
a1
、s
a2
、s
bp
、s
bn
的正常工作。
[0098]
图8给出了该控制的控制框图框图。该控制逻辑通过比较器和“与或门”的逻辑控
制即可实现，避免了复杂的控制程序，也提高了控制实时性。
[0099]
本发明涉及新能源发电，轨道交通辅助供电系统等领域隔离型直流变换器高效电能变换场合中一种典型llc谐振全桥变换器系统过流保护性能的改善。本发明中给出一种硬件自动保护的llc谐振全桥变换器，获得最大输入电流可控的能力。特别是简化了llc谐振全桥变换器的控制器设计，同时加快过流保护的响应速度。基于matlab系统仿真验证该方法有效地简化了软启动过程与过载保护的控制器设计，明显提高过流保护能力提升了控制效果，同时消除了系统中可能存在的隐患。
[0100]
为了验证上述理论分析，本发明给出了一个实际的设计实例。主电路参数如下：l
r
＝1uh；c
r
＝150nf；l
m
＝20uh；f
s
＝380khz；v
in
＝40v；v
o
＝410v；r
l
＝560ω。
[0101]
图9给出了llc谐振全桥变换器正常工作的仿真波形。
[0102]
其中，(a)为谐振电容电压v
cr
，驱动信号，谐振电感与励磁电感电流，(b)为开关波形。可以看到谐振电容电压最大值v
cr_max
没有达到输入电压，没有钳位的过程，电流没有通过辅助可控开关管s
a1
、s
a2
流动，所以系统并无过流情况发生。因此驱动信号也没有发生移相，电路正常工作。同时由于辅助桥臂没有电流流动，所以开关过程并无开关损耗，也没有导通损耗发生，即辅助桥臂的动作不引起功率损耗。
[0103]
图10与图11分别给出了llc谐振全桥变换器启动过程与稳态时短路的仿真波形。可见电流均在安全范围内，本专利以稳态时短路的情况作具体分析。在以380khz开关频率正常工作时，在图11(b)的0.05s时刻发生短路情况，输出电压v
o
快速下降。从图11(a)可以见到最大输入电流仍然被限制在30a，仍在安全范围内，避免了闭环带宽低、数字处理器处理延时等导致的控制响应不及时引起的电流过流，可能引发的器件损坏。图11(c)展现了开关周期内的谐振元件电压电流波形与驱动信号。与启动过程相同，可以发现可控开关管s
a1
、s
a2
和s
bp
、s
bn
驱动信号发生了移相，滞后了一定角度直到辅助桥臂的电流下降到预设电流。在移相过程内实现了对于谐振电容电压v
cr
的钳位。谐振电感电流i
lr
通过s
a1
、s
a2
流动，在达到最大值后开始下降，实现了电路自动的过流保护。图11(d)展示了s
a1
、s
a2
和s
bp
、s
bn
波形，显然，s
bp
、s
bn
实现了zvs开通和zcs关断。而ss
a1
、s
a2
也实现了zvs开通。关断电流等于最大关断电流，保证了关断损耗在原关断损耗范围内。即使在严重过载情况下，llc变换器仍可以保证开关损耗在允许范围内。因此在轻微过载情况下，电路仍然正常运行，可以保证开关实现最为关心的zvs开通，保证损耗在允许范围内。因此，具有硬件自动保护功能的llc谐振全桥直流变换器，在新能源发电，轨道交通辅助供电系统等需要隔离型直流变换器的领域中，具有广阔应用前景。
[0104]
应该理解，以上描述是为了进行图示说明而不是为了进行限制。通过阅读上述描述，在所提供的示例之外的许多实施例和许多应用对本领域技术人员来说都将是显而易见的。因此，本教导的范围不应该参照上述描述来确定，而是应该参照前述权利要求以及这些权利要求所拥有的等价物的全部范围来确定。出于全面之目的，所有文章和参考包括专利申请和公告的公开都通过参考结合在本文中。在前述权利要求中省略这里公开的主题的任何方面并不是为了放弃该主体内容，也不应该认为申请人没有将该主题考虑为所公开的发明主题的一部分。