一种宽电压增益电池储能型双向直流变换电路及方法与流程

1.本发明涉及直流功率变换技术领域，特别涉及一种宽电压增益电池储能型直 流变换电路及其控制、短路保护、参数设计方法。


背景技术：

2.随着可再生能源的快速发展，新能源分布式接入和微电网技术的有机结合正 在逐渐改变传统的电网结构，可以实现分布式能源更大限度的利用；同时，由于 可再生能源间歇性、不稳定性的特点，储能系统在风光微电网中的按需接入可以 提升电网的稳定性和电能质量。在分布式发电和储能领域的背景下，隔离型的高 功率密度高效率双向运行的dc/dc变换器一直是学术界和工业界的研究热点。
3.双有源桥变换器(dual active bridge，dab)由两组全桥电路、电感以及高频变 压器组成。其工作原理是，给予原副边全桥开关管具有移相角的驱动信号使得原 副边全桥在母线电压下产生相同频率不同相位的方波电压，两者作用于电路中间 的电感上，实现功率的双向传输。dab变换器的不足之处是：原副边相位差的 存在会产生无功电流与循环功率，限制了工作效率和功率密度的进一步提升，且 其无法在全部负载功率条件下实现软开关。但是同时，dab变换器拥有许多优 点：第一，开关管的并联电容与电路中间的电感l形成谐振电路，可以实现开关 管零电压开通(zero
‑
voltage
‑
switching，zvs)的软开关技术，降低变换器的开关损 耗，优化效率；第二，具有较宽的增益范围，可以满足各种应用场合，适用性较 强；第三，使用移相调制实现对变换器功率传输的调节，简化变换器的控制难度。
4.现有技术中，已有以下一些拓宽双有源桥变换器的软开关范围的方法被提出：
5.(1)公开号为cn110557029a和cn107070239a的中国发明专利申请，提 出了在多重移相控制下的软开关方法，并且在传统的多重移相控制的基础上加入 开关频率调节，拓宽变换器软开关的范围，但其在宽电压范围应用时能实现的软 开关范围仍有限，且开关频率调节范围过宽也会带来无源元件设计困难的问题。
6.(2)公开号为cn110401350a的中国发明专利申请，提出一种双有源全桥 双向dc
‑
dc变换器的全负载范围zvs的移相控制方法，在原有拓扑结构的基础 上引入激磁电流，补偿二次侧开关管关断时谐振所需的最小电流，从而扩大变压 器副边开关管的软开关范围，但增加的激磁电流带来了额外的导通损耗，降低了 变换器的效率。


技术实现要素：

7.针对现有技术中存在的上述不足，本发明提供一种宽电压增益电池储能型双 向直流变换电路及方法。
8.本发明是通过以下技术方案实现的。
9.根据本发明的一个方面，提供了一种宽电压增益电池储能型双向直流变换电 路，包括：第一直流母线、第一电容、第一全桥电路、第一电感、第二直流母线、 第二电容、第二全桥电路、第二电感、第三电容以及变压器；其中，
10.所述第一直流母线的正极和所述第一全桥电路直流母线的一端相连，所述第 一直流母线的负极和所述第一全桥电路直流母线的另一端相连；
11.所述第一电容的正极连接到所述第一直流母线的正极，所述第一电容的负极 连接到所述第一直流母线的负极；所述第一电感和所述第三电容并联连接组成一 条并联支路，所述并联支路的一端连接到所述第一全桥电路，所述并联支路的另 一端和所述第二电感的一端连接；所述变压器原边绕组的一端连接到所述第二电 感的一端，所述变压器原边绕组的另一端连接到所述第一全桥电路两桥臂中点； 所述第一电感、所述第一电容和所述第二电感构成谐振腔；
12.所述第二电容的正极连接到所述第二直流母线的正极，所述第二电容的负极 连接到所述第二直流母线的负极；所述第二直流母线的正极和所述第二全桥电路 直流母线的一端相连，所述第二直流母线的负极和所述第二全桥电路直流母线的 另一端相连；
13.所述第二全桥电路两桥臂中点和变压器副边相连。
14.根据本发明第二个方面，提供了一种宽电压增益电池储能型双向直流变换电 路的控制方法，所述控制方法包括：
15.建立双向直流变换电路的频率模型；
16.对所述频率模型进行优化，其中，以电感电流有效值最小为优化目标，以所 有开关管实现零电压开通为约束条件，利用优化算法求出最小电感电流有效值以 及对应自变量参数的值；
17.将所述自变量参数转化为开关管的驱动信号时序，实现电路控制。
18.将第一全桥电路两桥臂中点输出的电压写成傅里叶级数；
19.将第二全桥电路两桥臂中点输出的电压写成傅里叶级数；
20.根据上述写成傅里叶级数的输出电压，采用相量法计算第二电感的n次电 流；
21.基于所述第二电感的n次电流计算所述第二电感的电流、所述第二电感的电 流有效值；
22.根据写成傅里叶级数的所述第一全桥电路两桥臂中点输出的电压和所述第 二电感的n次电流，计算所述双向直流变换电路的传输功率。
23.优选地，所述对所述频率模型进行优化，包括：
24.s201：确定优化目标为第二电感的电流有效值i
l
最小：
[0025][0026]
其中，ω0＝2πf
s
，f
s
为开关管的开关频率，为第一电感和第三 电容的谐振频率；l1为第一电感的电感值，l2为第二电感的电感值；其中，
[0027]
[0028][0029]
上述：k为变压器t原副边绕组的匝数之比，v1为第一直流母线的电压，v2为第二直流母线的电压；为第一全桥电路两桥臂中点输出的电压中零电平占 半个周期的相角度；为第二全桥电路两桥臂中点输出的电压中零电平占半个 周期的相角度；β为第二全桥电路两桥臂中点输出的电压中正电平中点落后所述 第一全桥电路两桥臂中点输出的电压中正电平中点的相角度；c3为第三电容的 电容值；
[0030]
s202：确定变量的优化空间为：β∈(
‑
π,π)；f
s
∈ [f
min
,f
max
]，f
min
为设定开关频率范围的下限，f
max
为设定开关频率范围的上限；
[0031]
s203：确定优化变量空间的等式约束为：
[0032][0033]
其中，p
o
为双向直流变换电路需要传输的功率；
[0034]
s204：确定优化变量空间的不等式约束为：
[0035][0036]
其中，i
l
为第二电感的电流，i1为开关管s1和开关管s2要实现软开关的电 流值的大小，i2为开关管s3和开关管s4要实现软开关的电流值的大小，i3为开 关管s5和开关管s6要实现软开关的电流值的大小，i4为开关管s7和开关管s8 要实现软开关的电流值的大小；
[0037]
优化后得到输出最优解β、f
s
。
[0038]
优选地，所述将所述自变量参数转化为开关管的驱动信号时序，包括：
[0039]
设定开关管s1和开关管s2的占空比为0.5，两者互补导通且设置死区时间， 假设所述开关管s1的上升沿为初始时间；
[0040]
设定开关管s3和开关管s4的占空比为0.5，两者互补导通且设置死区时间， 设定所述开关管s4的上升沿滞后所述开关管s1的上升沿的时间为
[0041]
设定开关管s5和开关管s6的占空比为0.5，两者互补导通且设置死区时间， 设定所述开关管s5的上升沿滞后所述开关管s1的上升沿的时间为管s5的上升沿滞后所述开关管s1的上升沿的时间为
[0042]
设定开关管s7和开关管s8的占空比为0.5，两者互补导通且设置死区时间， 设定所述开关管s8的上升沿滞后所述开关管s1的上升沿的时间为所述开关管s8的上升沿滞后所述开关管s1的上升沿的时间为
[0043]
根据本发明的第三方面，提供一种宽电压增益电池储能型双向直流变换电路 的
控制系统，包括：
[0044]
模型建立模块，该模块建立双向直流变换电路的频率模型；
[0045]
模型优化模块，该模型对建立的所述频率模型进行优化，其中，以电感电流 有效值最小为优化目标，以所有开关管实现零电压开通为约束条件，利用优化算 法求出最小电感电流有效值以及对应自变量参数的值；
[0046]
转化驱动模块，该模块将所述模型优化模块得到的自变量参数转化为开关管 的驱动信号时序，实现电路控制。
[0047]
根据本发明的第四个方面，提供了一种宽电压增益电池储能型双向直流变换 电路的短路保护方法，所述短路保护方法包括：
[0048]
检测双向直流变换电路负载侧的电压值；
[0049]
判断该电压值是否小于短路保护的电压阈值，其中，若小于短路保护的电压 阈值，控制所述双向直流变换电路的开关频率等于第一电感和第三电容的谐振频 率f
p
，同时检查短路故障是否切除；若不小于短路保护的电压阈值，控制所述双 向直流变换电路正常运行；
[0050]
若短路故障已经切除，控制所述双向直流变换电路恢复运行。
[0051]
根据本发明的第五个方面，提供了一种宽电压增益电池储能型双向直流变换 电路的参数设计方法，所述设计方法包括：
[0052]
s1：输入双向直流变换电路的额定传输功率，第一直流母线的电压范围 (v
1_min
,v
1_max
),第二直流母线的电压范围(v
2_min
,v
2_max
),设定所述开关频率的 调节范围(f
min
,f
max
)；
[0053]
s2：选取第一电感l1、第二电感l2和第三电容c3的一组参数，判断所述第一 电感和所述第三电容的谐振频率f
p
与最大开关频率f
max
的大小；如果满足f
p
> f
max
，进行s3；如果不满足，重新选定一组参数m、k1和k2的值；
[0054]
s3：计算额定功率下第一直流母线电压最小、第二直流母线电压最大时最小 电感电流有效值；计算额定功率下第一直流母线电压额定、第二直流母线电压额 定时最小电感电流有效值；计算额定功率下第一直流母线电压最大、第二直流母 线电压最小时最小电感电流有效值；求解三种工况下电感电流有效值的平均值； 进行s4；
[0055]
s4：对比上一次电感电流有效值的平均值最小对应的一组参数；如果该组参 数对应的电感电流有效值的平均值更小，用该组参数覆盖上一组参数，进行s5； 如果该组参数对应的电感电流有效值的平均值更大，则舍弃该组参数，进行s5；
[0056]
s5：按照最小遍历步长重新选取一组参数，判断是否完成遍历；若参数遍历 完成，输出目前最优一组设计参数；若参数遍历还未完成，进行s2。
[0057]
根据本发明的第六个方面，提供了一种计算机设备，包括存储器和处理器， 所述存储器存储有计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现上述的控 制方法或短路保护方法或参数设计方法。
[0058]
由于采用了上述技术方案，本发明实施例具有如下至少一种有益效果：
[0059]
本发明提供的宽电压增益电池储能型直流变换电路，与传统的双有源桥变换 器相比，在相同的电压范围和变频范围内，具有软开关范围较宽的特点，更适合 宽电压增益范围的应用场合。在频率调节范围内，本发明提供的直流变换电路的 谐振腔阻抗具有随频
率增加而快速增加的特点，当谐振腔两端的电压不匹配时， 可以通过增加开关频率来增加谐振回路的阻抗，从而使得直流变换电路在全电压 范围内的全负载范围可以实现软开关，减小了电路的开关损耗，提升了电路的开 关频率，从而改善了变换器的效率和功率密度。
[0060]
本发明提供的宽电压增益电池储能型双向直流变换电路的控制方法，通过建 立双向直流变换电路的频率模型，以电感电流有效值最小为优化目标，以所有开 关管实现零电压开通为约束条件，利用优化算法求出最小电感电流有效值以及对 应自变量参数的值，可以实现直流变换电路在全电压范围内的全负载范围可以实 现软开关的前提下，使得每个工作点的电感电流有效值最小，从而使得导通损耗 最小，提升了变换器的效率。
[0061]
本发明提供的宽电压增益电池储能型双向直流变换电路的短路保护方法，负 载发生短路时，控制所述双向直流变换电路的开关频率等于所述第一电感和所述 第三电容的谐振频率，此时谐振回路阻抗非常大导致电路中器件的电流应力很小， 防止电路在短路故障时损坏。
[0062]
本发明提供的宽电压增益电池储能型双向直流变换电路的参数设计方法，通 过遍历所有可能的设计参数范围，寻找出使变换器效率最优的一组设计参数。
附图说明
[0063]
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其 它特征、目的和优点将会变得更明显：
[0064]
图1为本发明一优选实施例中宽电压增益电池储能型双向直流变换电路的 电路图；
[0065]
图2为本发明一优选实施例中宽电压增益电池储能型双向直流变换电路的 控制方法的流程图；
[0066]
图3为本发明一优选实施例中宽电压增益电池储能型双向直流变换电路的 短路保护方法的电路图；
[0067]
图4为本发明一优选实施例中宽电压增益电池储能型双向直流变换电路的 参数设计方法的流程图；
[0068]
图5为本发明一具体应用实例中电力电子化智能电池单元的组成框图。
具体实施方式
[0069]
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域 的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对 本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变 形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
[0070]
本发明实施例提供一种宽电压增益电池储能型双向直流变换电路，同时提 供一种宽电压增益电池储能型双向直流变换电路的控制方法、短路保护方法和参 数设计方法，解决了双有源桥变换器在宽电压范围内软开关范围较窄的问题。
[0071]
如图1所示，为本发明一实施例提供的宽电压增益电池储能型双向直流变 换电路的电路图。
[0072]
请参考图1，本实施例提供了一种宽电压增益电池储能型双向直流变换电路， 包
括：第一直流母线v1、第一电容c1、第一全桥电路h1、第一电感l1、第二直 流母线v2、第二电容c2、第二全桥电路h2、第二电感l2、第三电容c3以及变 压器t；其中，第一电容c1的正极连接到第一直流母线v1的正极，第一电容c1的负极连接到第一直流母线的负极v1；第一直流母线v1的正极和第一全桥电路 h1直流母线的一端相连，第一直流母线v1的负极和第一全桥h1电路直流母线 的另一端相连；
[0073]
第一全桥电路h1由四个开关管组成，分别记为开关管s1、开关管s2、开关 管s3和开关管s4，开关管s1的漏极连接到第一全桥电路h1直流母线的一端， 开关管s2的源极连接到第一全桥电路h1直流母线的另一端，开关管s1的源极 和开关管s2的漏极相连，开关管s3的漏极连接到第一全桥电路h1直流母线的 一端，开关管s4的源极连接到第一全桥电路h1直流母线的另一端，开关管s3 的源极和开关管s4的漏极相连；
[0074]
第一电感l1和第三电容c3并联连接组成一条并联支路，并联支路的一端连 接到开关管s1的源极，并联支路的另一端和第二电感l2的一端连接；变压器t 原边绕组的一端连接到第二电感l2的一端，变压器原边绕组的另一端连接到开 关管s3的源极；第二电容c2的正极连接到第二直流母线v2的正极，第二电容 c2的负极连接到第二直流母线v2的负极；第二直流母线v2的正极和第二全桥电 路h2直流母线的一端相连，第二直流母线v2的负极和第二全桥电路h2直流母 线的另一端相连；
[0075]
第二全桥电路h2由四个开关管组成，分别记为开关管s5、开关管s6、开关 管s7和开关管s8，开关管s5的漏极连接到第二全桥电路h2直流母线的一端， 开关管s6的源极连接到第二全桥电路h2直流母线的另一端，开关管s5的源极 和开关管s6的漏极相连，开关管s7的漏极连接到第二全桥电路h2直流母线的 一端，开关管s8的源极连接到第二全桥电路h2直流母线的另一端，开关管s7 的源极和开关管s8的漏极相连；
[0076]
变压器t副边绕组的一端连接到开关管s5的源极，变压器t副边绕组的另 一端连接到开关管s7的源极。
[0077]
本实施例上述电路，第一电容接到第一直流母线上，第一全桥电路的直流 侧接到第一直流母线；第二电容接到第二直流母线上，第二全桥电路的直流侧接 到第一直流母线；第一电感和第三电容并联连接，再与第二电感串联，再与第一 全桥电路两桥臂中点和变压器原边组成一回路，从而实现当谐振腔两端的电压不 匹配时，可以通过增加开关频率来增加谐振回路的阻抗，从而使得直流变换电路 在全电压范围内的全负载范围可以实现软开关，减小了电路的开关损耗，解决了 现有技术中基于单电感的双有源桥变换器在宽电压范围应用时软开关难以实现 的问题。
[0078]
如图2所示，为本发明另一实施例提供的宽电压增益电池储能型双向直流变 换电路的控制方法的流程图，其中宽电压增益电池储能型双向直流变换电路为图 1所示的电路。
[0079]
具体的，请参考图2，本实施例中的宽电压增益电池储能型双向直流变换电 路的控制方法，包括如下步骤：
[0080]
步骤1：建立双向直流变换电路的频率模型；
[0081]
步骤2：优化上述的频率模型，其中，以电感电流有效值最小为优化目标， 以所有开关管实现零电压开通为约束条件，利用优化算法求出最小电感电流有效 值以及对应自变量参数的值；
[0082]
步骤3：将求解的自变量参数转化为开关管的驱动信号时序。
[0083]
在部分优选实施例中，执行步骤1，建立双向直流变换电路的频率模型，可 以包括如下操作：
[0084]
步骤1.1：第一全桥电路h1两桥臂中点输出的电压写成傅里叶级数为：
[0085][0086]
其中，v
ab
为第一全桥电路h1两桥臂中点输出的电压，v1为第一直流母线的 电压，为第一全桥电路h1两桥臂中点输出的电压中零电平占半个周期的相角 度，ω0＝2πf
s
，f
s
为开关管的开关频率。t指的是时间，n表示谐波次数，其取 值为正奇数次(1，3，5
…
)。
[0087]
步骤1.2：第二全桥电路h2两桥臂中点输出的电压写成傅里叶级数为：
[0088][0089]
其中，v
cd
为第二全桥电路两桥臂中点输出的电压，v2为第二直流母线的电 压，为第二全桥电路h2两桥臂中点输出的电压中零电平占半个周期的相角度， β为第二全桥电路h2两桥臂中点输出的电压中正电平中点落后第一全桥电路h1两桥臂中点输出的电压中正电平中点的相角度，k为变压器t原副边绕组的匝数 之比。
[0090]
步骤1.3：根据相量法计算第二电感的n次电流为：
[0091][0092][0093][0094]
其中，为第二电感的电流在频率为nf
s
处谐波电流的向量形式，处谐波电流的向量形式，为第一电感和第三电容的谐振频率。j为数学中的虚数单位，第 一全桥交流输出电压在频率为nf
s
处谐波电流的向量形式，第二全桥交流输 出电压在频率为nf
s
处谐波电流的向量形式。
[0095]
步骤1.4：计算第二电感的电流为：
[0096][0097]
步骤1.5：计算第二电感的电流有效值为：
[0098][0099]
步骤1.6：计算双向直流变换电路的传输功率为：
[0100][0101]
经过步骤1.1
‑
1.6，得到最终的频率模型是步骤1.4
‑
1.6的三个公式，这三个 公式由步骤1.1
‑
1.3的结果推导而得到。当然，本实施例中上述步骤并不必须按 照上述步骤顺序执行，比如，步骤1.1、步骤1.2可以不分先后或并行执行，步骤 1.5、步骤1.6也是如此。
[0102]
在部分优选实施例中，执行步骤2，优化上述的频率模型可以包括如下步骤：
[0103]
步骤2.1：确定优化目标为第二电感的电流有效值最小：
[0104][0105]
步骤2.2：确定变量的优化空间为：第一全桥电路h1两桥臂中点输出的电 压中零电平占半个周期的相角度第二全桥电路h2两桥臂中点输出的 电压中零电平占半个周期的相角度第二全桥电路h2两桥臂中点输 出的电压中正电平中点落后第一全桥电路h1两桥臂中点输出的电压中正电平中 点的相角度β∈(
‑
π,π)，开关管的开关频率f
s
∈[f
min
,f
max
]，f
min
为设定开关频率 范围的下限，f
max
为设定开关频率范围的上限。
[0106]
步骤2.3：确定优化变量空间的等式约束为：
[0107][0108]
其中，p
o
为双向直流变换电路需要传输的功率。
[0109]
步骤2.4：确定优化变量空间的不等式约束为：
[0110][0111]
其中，i1为开关管s1和开关管s2要实现软开关的电流值的大小，i2为开关 管s3和开关管s4要实现软开关的电流值的大小，i3为开关管s5和开关管s6要 实现软开关的电流值的大小，i4为开关管s7和开关管s8要实现软开关的电流值 的大小。
[0112]
通过上述步骤2.1
‑
2.4得到优化后的最优解β、f
s
。
[0113]
在部分优选实施例中，执行步骤3时，基于上述得到的最优解β、 f
s
，将求解的自变量参数转化为开关管的驱动信号时序，可以包括如下步骤：
[0114]
步骤3.1：设定开关管s1和开关管s2的占空比为0.5，两者互补导通且设 置死区时间，假设开关管s1的上升沿为初始时间；
[0115]
步骤3.2：设定开关管s3和开关管s4的占空比为0.5，两者互补导通且设 置死区时间，设定开关管s4的上升沿滞后开关管s1的上升沿的时间为
[0116]
步骤3.3：设定开关管s5和开关管s6的占空比为0.5，两者互补导通且设 置死区时间，设定开关管s5的上升沿滞后开关管s1的上升沿的时间为间，设定开关管s5的上升沿滞后开关管s1的上升沿的时间为
[0117]
步骤3.4：设定开关管s7和开关管s8的占空比为0.5，两者互补导通且设 置死区时间，设定开关管s8的上升沿滞后开关管s1的上升沿的时间为间，设定开关管s8的上升沿滞后开关管s1的上升沿的时间为
[0118]
通过上述步骤3.1
‑
3.4得到各开关管对应的上升沿的时间，从而可以实现宽 电压增益电池储能型双向直流变换电路的控制，同时，可以实现直流变换电路在 全电压范围内的全负载范围可以实现软开关的前提下，使得每个工作点的电感电 流有效值最小，使得导通损耗最小，提升了变换器的效率。
[0119]
基于上述相同的技术构思，在另一实施例中，提供一种宽电压增益电池储能 型双向直流变换电路的控制系统，包括如下模块：
[0120]
模型建立模块，该模块建立双向直流变换电路的频率模型；
[0121]
模型优化模块，该模型对建立的频率模型进行优化，其中，以电感电流有效 值最小为优化目标，以所有开关管实现零电压开通为约束条件，利用优化算法求 出最小电感电流有效值以及对应自变量参数的值；
[0122]
转化驱动模块，该模块将模型优化模块得到的自变量参数转化为开关管的驱 动信号时序，实现电路控制。
[0123]
本实施例上述各模块的具体实现技术可以参照宽电压增益电池储能型双向 直流变换电路的控制方法实施例中步骤对应的技术，在此不再赘述。
[0124]
如图3所示，为本发明一实施例提供的宽电压增益电池储能型双向直流变换 电路的短路保护方法的流程图，其中宽电压增益电池储能型双向直流变换电路为 图1所示的电
路。
[0125]
请参考图3，本实施例的宽电压增益电池储能型双向直流变换电路的短路控 制方法，包括如下步骤：
[0126]
s100：检测双向直流变换电路负载侧的电压值；
[0127]
s200：判断该电压值是否小于短路保护的电压阈值；
[0128]
s300：若是，控制双向直流变换电路的开关频率等于第一电感和第三电容的 谐振频率f
p
，同时检查短路故障是否切除；若否，控制双向直流变换电路正常运 行；
[0129]
s400：若短路故障已经切除，控制双向直流变换电路恢复运行。
[0130]
本实施例中，当负载发生短路时，控制双向直流变换电路的开关频率等于所 述第一电感和所述第三电容的谐振频率，此时谐振回路阻抗非常大导致电路中器 件的电流应力很小，防止电路在短路故障时损坏。
[0131]
如图4所示，为本发明一实施例提供的宽电压增益电池储能型双向直流变换 电路的参数设计方法的流程图，其中宽电压增益电池储能型双向直流变换电路为 图1所示的电路。
[0132]
请参考图4，本实施例中宽电压增益电池储能型双向直流变换电路的参数设 计方法，包括如下步骤：
[0133]
s1：输入宽电压增益电池储能型双向直流变换电路的额定传输功率，第一直 流母线v1的电压范围(v
1_min
,v
1_max
),第二直流母线v2的电压范围 (v
2_min
,v
2_max
),设定开关频率的调节范围(f
min
,f
max
)；
[0134]
s2：选取第一电感l1、第二电感l2和第三电容c3的一组参数，判断第一电感 和第三电容的谐振频率f
p
与最大开关频率f
max
的大小；如果满足f
p
>f
max
，进行 s3；如果不满足，重新选定一组参数m、k1和k2的值；
[0135]
s3：计算额定功率下第一直流母线电压最小、第二直流母线电压最大时最小 电感电流有效值；计算额定功率下第一直流母线电压额定、第二直流母线电压额 定时最小电感电流有效值；计算额定功率下第一直流母线电压最大、第二直流母 线电压最小时最小电感电流有效值；求解三种工况下电感电流有效值的平均值； 进行s4；
[0136]
s4：对比上一次电感电流有效值的平均值最小对应的一组参数：如果该组参 数对应的电感电流有效值的平均值更小，用该组参数覆盖上一组参数，进行s5； 如果该组参数对应的电感电流有效值的平均值更大，则舍弃该组参数，进行s5；
[0137]
s5：按照最小遍历步长重新选取一组参数，判断是否完成遍历；若参数遍历 完成，输出目前最优一组设计参数；若参数遍历还未完成，进行s2。
[0138]
本实施例通过上述步骤流程，得到最终最优一组设计参数，完成宽电压增益 电池储能型双向直流变换电路的参数设计。
[0139]
基于上述相同技术都是，在本发明另一实施例中，还提供了一种计算机设备， 包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，所述处理器执行所述计算 机程序时实现：上述任一项实施例中的宽电压增益电池储能型双向直流变换电路 的控制方法，或，宽电压增益电池储能型双向直流变换电路的短路保护方法，或， 宽电压增益电池储能型双向直流变换电路的参数设计方法。
[0140]
基于上述相同技术都是，在本发明另一实施例中，还提供了一种计算机可读 存储
介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现：上述 任一项实施例中的宽电压增益电池储能型双向直流变换电路的控制方法，或，宽 电压增益电池储能型双向直流变换电路的短路保护方法，或，宽电压增益电池储 能型双向直流变换电路的参数设计方法。
[0141]
本发明上述实施例中的宽电压增益电池储能型双向直流变换电路可以应用 在很多方面，具体的，参照图5所示，在一实施例中，可以应用于电力电子化智 能电池单元。
[0142]
图5为本发明一具体应用实例中电力电子化智能电池单元的组成框图，电力 电子化智能电池单元700可以包括电池模块701、处理器702、多种传感器703
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707、调理电路708、双向直流变换电路(即对应图5中所示功率变换器709)、 保护装置710、均衡电路711、散热装置712与通讯接口713。
[0143]
电池模块701由多个电池芯单体经串并联后组成，是电力电子化智能电池单 元的硬件基础。
[0144]
处理器702可以实现模拟
‑
数字转换、计算、控制等功能，连接调理电路708， 将控制信号输出到双向直流变换电路(功率变换器709)、保护装置710、均衡电 路711和散热装置712，并与通讯接口713间进行数据交互。
[0145]
传感器可包括电压传感器、电流传感器、温度传感器和压力传感器等。电压 传感器703布置在各个电池芯的两端。电压传感器707布置在整个电池模块的两 端，用于采集电压信号。电流传感器705、706布置在各个电池芯组成的组串， 以及双向直流变换电路两端，用于采集电流信号。温度传感器704与压力传感器 (未示出)围绕电池模块各处进行布置，用于采集电池模块各个位置的温度和压 力信号，同时，温度传感器(未示出)也布置在双向直流变换电路和散热装置的 关键位置，用于采集双向直流变换电路和散热装置的温度信号。本领域的技术人 员应该理解，图中仅示意性示出个多个传感器的示例，该示例仅用于解释本发明 而非限制本发明，本发明的电子化智能电池单元可包括更多或更少的传感器，传 感器的数量和布置方式不限于所示的示例。
[0146]
调理电路708连接在上述各个传感器的输出端，将上述传感器输出的电信号 进行调理，形成处理器能够读取的电信号。
[0147]
双向直流变换电路(功率变换器709)连接在电池模块两端。双向直流变换 电路第一直流母线或第二直流母线(功率变换器709)连接在电池模块两端，在 处理器702中实行上述双向直流变换电路的优化控制算法，根据输出的变换器驱 动信号工作，实现电池与外部电路的功率交换。应用上述双向直流变换电路(功 率变换器709)的电力电子化智能电池单元，能够适应电池充放电过程电池端电 压的宽范围变化，实现电池能量的高效率转换。
[0148]
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局 限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种 变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。