电源开关的控制电路的制作方法

1.本发明是有关于一种控制电路，且特别是有关于一种电源开关的控制电路。


背景技术：

2.一般手持式装置(例如是手机、蓝牙耳机等)可根据是否有外部电源提供电力，而切换不同的电力提供状态，例如是选择以外部电源提供电力，或是以内部电源(例如是可充电式电池)来提供电力。以蓝牙耳机为例，当蓝牙耳机接上外部电源时，蓝牙耳机切换电能供应路径，使外部电源提供蓝牙耳机所需的电能，并且对蓝牙耳机内部的电池进行充电。而当蓝牙耳机未接上外部电源时，蓝牙耳机切换电能供应路径，改成由蓝牙耳机内部的电池提供蓝牙耳机内部元件操作时所需的电能。
3.请参照图1，其为美国专利案号9,092,043所提出的一种电源切换电路(power switch)的方块图(请参照美国专利案号9,092,043的图2)。切换电路(switch)104a耦接于电源供应装置(power supply)101与电源域(power domain)105b之间。电源供应装置101提供电压v
dd
至晶体管m1’，晶体管m1’输出电压v
dd0
至电源域105b。切换电路104a只提供大小有限制的电流至电源域105b，提供至电源域105b的限电流值为i
lim
(limited amount of electrical current)。限电流值i
lim
为晶体管m3’与m4’的漏极端的电流和晶体管m1’与m2’的尺寸比的函数。亦即：
[0004][0005]
其中，i1为晶体管m3’与m4’的漏极端的电流大小，而w1与l1分别为晶体管m1’的通道宽度与通道长度，w2与l2分别为晶体管m2’的通道宽度与通道长度。
[0006]
然而，美国专利案号9,092,043所提出的切换电路104a存在着以下问题。切换电路104a仅利用电流源i10与i11来提供切换电路104a的偏压电流i1。如果为了达到省电的目的，而设计很小的i1值的话，切换电路104a的反应速度可能会不够快。举例来说，若i1＝0.5ua，当发生输出节点短路至接地时，电流源i10要对晶体管m1’及m2’的栅极进行放电，且电流源i11要对晶体管m3’与m4’的栅极进行放电。若i1的值不够大，则对晶体管m1’至晶体管m4’的栅极进行放电的动作需要较长的放电时间。然而，若i1的值太大的话，则会提高流经晶体管m3’与晶体管m4’的静态电流的大小而提高静态功率损耗。
[0007]
若为了提高限电流值i
lim
的大小，而提高i1的值与限电流值i
lim
的倍数的话(例如i1＝0.5ua，限电流值i
lim
为800ma，则i
lim
/i1的倍数为1,600,000。这样的倍数值必须借由使晶体管m1’与m2’的长宽比(w1/l1与w2/l2的比值)高达1,600,000[(w1/l1):(w2/l2)＝1,600,000:1]方能达成。如此高的晶体管m1’与m2’的长宽比在电路设计上是具有高困难度且不易达成的。因此，于此电路中，若要加大限电流值i
lim
的值，则必须加大i1的值。然而，增加的i1的值，将使得静态电流增加，而提高静态时的功率损耗。
[0008]
除了上述问题之外，图1所示的切换电路104a更具有下列问题。当过电流发生，电流源i11要对晶体管m3’与m4’的栅极进行放电时，仍有反应速度的瓶颈。而当输出至电流域
105b的电流值很低时，于晶体管m2’与晶体管m3’及电流源i10的电流路径中，由于晶体管m3’和晶体管m4’的偏压状况不同(亦即晶体管m3’的漏极电压可能与晶体管m4’的漏极电压不同)，使得节点n3电压无法有效的追随输出电压v
dd0
的大小，因而会在晶体管m2’与m3’的电流路径中，形成额外的大偏压电流。因此，如何提出避免上述问题，以设计出切换电能供应路径的电源开关的控制电路，来对电子装置的内部元件提供过电流保护，乃目前业界所致力的课题之一。


技术实现要素：

[0009]
本发明所要解决的技术问题是提供一种控制电路,具有反应速度快、较小的限流值偏移、以及较小的静态电流的优点。当过电流发生时可以快速地反应，以有效地避免过电流对元件的伤害。更可于没有过电流发生的一般状态下，消耗较少的静态功率，而达到省电节能的优点。
[0010]
为了实现上述目的，本发明提供了一种控制电路，适用于一主开关元件。主开关元件具有一主输入端、一主输出端以及一主控制端。主输入端接收一输入电压，主输出端产生一输出电压并供应一输出电流。此控制电路包括一输出电压追踪电路(output voltage tracker)、一控制电压产生电路(main switch bias generator)、及一参考电流元件(reference current device)。输出电压追踪电路耦接至主输出端并产生一第一追踪电压。输出电压追踪电路具有一耗电流。第一追踪电压与输出电压为正相关，当输出电压下降时第一追踪电压对应下降。控制电压产生电路具有一复制开关元件。复制开关元件的一第二端及一控制端分别耦接至主输入端及主控制端。控制电压产生电路回应于第一追踪电压以产生一第二追踪电压，第二追踪电压实质上等于输出电压。第二追踪电压为复制开关元件的一第一端的电压。参考电流元件耦接至控制电压产生电路且用以在主控制端上产生一控制电压。参考电流元件更用以借由控制电压以使主开关元件导通，参考电流元件还用以限制输出电流的最大值。其中，主开关元件以及复制开关元件形成一电流镜组态电路。电流镜组态电路以主控制端作为一电流镜输入端，且电流镜组态电路以主输出端作为一电流镜输出端。输出电压追踪电路的耗电流与输出电流为正相关。当输出电流增加时，耗电流随之增加。
[0011]
本发明的有益功效在于：该控制电路具有反应速度快、较小的限流值偏移、以及较小的静态电流的优点。当过电流发生时可以快速地反应，以有效地避免过电流对元件的伤害。更可于没有过电流发生的一般状态下，消耗较少的静态功率，而达到省电节能的优点。
[0012]
以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。
附图说明
[0013]
图1为美国专利案号9,092,043所提出的一种电源切换电路的方块图。
[0014]
图2为依照本发明较佳实施例的一种控制电路的电路图。
[0015]
图3为依照本发明另一实施例的控制电路的电路图。
[0016]
图4为依照本发明再一实施例的控制电路的电路图。
[0017]
图5a至图5c为依照本发明图2所示的控制电路与图1所示的切换电路的模拟比较图。
[0018]
其中，附图标记：
[0019]
101:电源供应装置
[0020]
104a:切换电路
[0021]
105b:电源域
[0022]
200,300,400:控制电路
[0023]
202:主开关元件
[0024]
204,404:输出电压追踪电路
[0025]
206:控制电压产生电路
[0026]
208,308:参考电流元件
[0027]
502～512:波形
[0028]
m1’～m4’,m0:晶体管
[0029]
m1:第一晶体管
[0030]
m2:第二晶体管
[0031]
m3:第三晶体管
[0032]
m4:第四晶体管
[0033]
m5:第五晶体管
[0034]
m6:第六晶体管
[0035]
m7:第七晶体管
[0036]
mcs:复制开关元件
[0037]
n0,n1,n3:节点
[0038]
m0_in:主输入端
[0039]
m0_out:主输出端
[0040]
m0_ctrl:主控制端
[0041]
sc:电流源
[0042]
r:电阻
具体实施方式
[0043]
下面结合附图对本发明的结构原理和工作原理作具体的描述：
[0044]
请参照图2，其为依照本发明较佳实施例的一种控制电路的电路图。控制电路200适用于一主开关元件(main switch)202。主开关元件202具有一主输入端m0_in、一主输出端m0_out、以及一主控制端m0_ctrl。主输入端m0_in接收一输入电压vin，主输出端m0_out产生一输出电压vout并供应一输出电流iout。控制电路200包括一输出电压追踪电路(vout tracker)204、一控制电压产生电路(main switch bias generator)206、及一参考电流元件(reference current device)208。
[0045]
输出电压追踪电路204耦接至主输出端m0_out，并产生一第一追踪电压vbp1。输出电压追踪电路204具有一耗电流ibp。第一追踪电压vbp1与输出电压vout为正相关。当输出电压vout下降时第一追踪电压vbp1对应下降。
[0046]
控制电压产生电路206具有一复制开关元件mcs，复制开关元件mcs的一第二端及一控制端分别耦接至主输入端m0_in及主控制端m0_ctrl。控制电压产生电路200回应于第
一追踪电压vbp1以产生一第二追踪电压vbp2，第二追踪电压vbp2实质上等于输出电压vout。第二追踪电压vbp2为复制开关元件mcs的一第一端的电压。
[0047]
参考电流元件208耦接至控制电压产生电路206且用以在主控制端m0_ctrl上产生一控制电压vctrl。参考电流元件208更用以借由控制电压vctrl以使主开关元件202导通。参考电流元件208并用以限制输出电流iout的最大值。
[0048]
主开关元件202例如具有一晶体管m0，晶体管m0例如是一p型金氧半导体场效晶体管(简称mos晶体管)。主输入端m0_in例如是晶体管m0的源极端，主输出端m0_out例如是晶体管m0的漏极端，而主控制端m0_ctrl则例如是晶体管m0的栅极端。而复制开关元件mcs例如亦以p型mos晶体管来达成。复制开关元件mcs的第一端、第二端、控制端例如分别是复制开关元件mcs的漏极端、源极端及栅极端。
[0049]
其中，晶体管m0以及复制开关元件mcs形成一电流镜组态电路。此电流镜组态电路以主控制端m0_ctrl作为一电流镜输入端，且电流镜组态电路以主输出端m0_out作为一电流镜输出端。输出电压追踪电路204的耗电流ibp与输出电流iout为正相关。当输出电流iout增加时，耗电流ibp随之增加。
[0050]
如此，当异常状况产生而使得主开关元件202的主输出端m0_out接地或接近接地而产生大的输出电流iout时，由于参考电流元件208可限制输出电流iout的最大值，而得以保护主开关元件202不会有过高的电流流过而烧毁，以达到过电流保护(over current protection,ocp)的目的。现将图2的控制电路200进一步详述如下。
[0051]
在一般手持式装置(例如是手机、蓝牙耳机等)中，例如可以具有多个主开关元件202，用以连接至不同的电源。例如，多个主开关元件202的其中之一可以耦接至外部电源，以选择外部电源提供电力至手持式装置中的各个元件。多个主开关元件202的其中的另一个则可耦接至手持式装置的内部电源，例如是耦接至可充电电池。如此，可以借由选择所要开启的开关元件202，即可选择现在要供应手持式装置电源的来源是外部电源或是内部电源。以蓝牙耳机为例，当蓝牙耳机接上外部电源，而外接电源提供电能给蓝牙耳机时，蓝牙耳机将多个主开关元件202中与外部电源耦接的主开关元件202开启，以使外部电源提供蓝牙耳机所需的电能，并且对蓝牙耳机内部的电池进行充电。而当蓝牙耳机未接上外部电源时，蓝牙耳机将多个主开关元件202中与内部电池耦接的主开关元件202开启，以使蓝牙耳机内部的可充电电池提供蓝牙耳机内部元件操作时所需的电能。而借由将一个控制电路200与耦接至外部电源的主开关元件202耦接，以及借由将另一个控制电路200与耦接至内部电源的另一个主开关元件202耦接，可以同时对耦接至外部电源的主开关元件202与耦接至内部电源的主开关元件202提供过电流保护。
[0052]
于图2所示的控制电路200中，由于主开关元件202的晶体管m0的栅极与复制开关元件mcs的栅极电性连接，晶体管m0的源极与复制开关元件mcs的源极电性连接，晶体管m0与复制开关元件mcs形成一电流镜组态电路。因此，当晶体管m0工作在三极区(triode region)时，作为一线性开关，而进行如上所述的将装置的元件耦接至内部电源或外部电源之用，以供应装置的元件稳定的电压源以及所需电流，此时晶体管m0的主输入端m0_in和主输出端m0_out两端的跨压小，例如为数十mv。而当晶体管m0工作在饱和区(saturation region)时，也就是说，晶体管m0因为需要提供较大电流输出至主输出端m0_out以产生输出电压vout，而导致主输出端m0_out的电压减少时，此时输出电流iout的大小实质等于流经
复制开关元件mcs的一复制开关元件电流ics的大小的固定倍数。举例来说，假设晶体管m0与复制开关元件mcs的长宽比为r1，则输出电流iout的大小实质等于流经复制开关元件mcs的复制开关元件电流ics的大小的r1倍。亦即，若晶体管m0的通道宽度为wa，通道长度为la，复制开关元件mcs的通道宽度为wb，通道长度为lb，则输出电流iout的大小：复制开关元件电流ics的大小＝(wa/la)：(wb/lb)＝r1。
[0053]
现将输出电压追踪电路204进一步说明如下。输出电压追踪电路204包括一第一晶体管m1至第六晶体管m6，第一晶体管m1的控制端与第二晶体管m2的控制端耦接至主控制端m0_ctrl，第一晶体管m1的一第二端与第二晶体管m2的一第二端耦接至主输入端m0_in。第三晶体管m3为一二极管连接的晶体管，二极管连接的第三晶体管m3的一第二端与第一晶体管m1的一第一端电性连接并耦接至主输出端m0_out。二极管连接的第三晶体管m3的一控制端用以提供第一追踪电压vbp1。
[0054]
第三晶体管m3的控制端耦接至第四晶体管m4的一控制端，第三晶体管m3的第二端耦接至第一晶体管m1的第一端，第四晶体管m4的一第二端耦接至第二晶体管m2的一第一端，第三晶体管m3的控制端更耦接至第三晶体管m3的一第一端。第三晶体管m3的控制端的电压作为第一追踪电压vbp1。输出电压追踪电路204的耗电流ibp为自第一晶体管m1的第一端流向第三晶体管m3的第二端的电流ibp1与自第二晶体管m2的第一端流向第四晶体管m4的第二端的电流ibp2之和。
[0055]
其中，第一晶体管m1至第四晶体管m4为p型晶体管。第一晶体管m1至第四晶体管m4的各者的第一端为漏极端，第二端为源极端，控制端为栅极端。第一晶体管m1的第一端与第三晶体管m3的第二端耦接至主输出端m0_out。
[0056]
更进一步来说，输出电压追踪电路204更包括一第五晶体管m5和一第六晶体管m6。第五晶体管m5的一控制端耦接至第六晶体管m6的一控制端。第六晶体管m6的控制端耦接至第六晶体管m6的一第一端。第五晶体管m5的一第一端耦接至第三晶体管m3的第一端。第六晶体管m6的一第一端耦接至第四晶体管m4的第一端。
[0057]
其中，第五晶体管m5和第六晶体管m6为n型晶体管。第五晶体管m5的第一端与第六晶体管m6的第一端为漏极端，第五晶体管m5的一第二端与第六晶体管m6的一第二端为源极端，第五晶体管m5的控制端与第六晶体管m6的控制端为栅极端。第五晶体管m5的第二端与第六晶体管m6的第二端耦接至参考电压。
[0058]
于控制电压产生电路206中，控制电压产生电路206例如更具有一第七晶体管m7。第七晶体管m7的一控制端耦接至第三晶体管m3的控制端。第七晶体管m7的一第二端耦接至复制开关元件mcs的第一端。第七晶体管m7的一第一端耦接至参考电流元件208。其中，第七晶体管m7为p型晶体管。第七晶体管m7的第一端为漏极端，第七晶体管m7的第二端为源极端，第七晶体管m7的控制端为栅极端。
[0059]
于参考电流元件208中，可例如使用一电流源sc来达成。电流源sc耦接至晶体管m7的第一端，并与复制开关元件mcs的控制端电性连接。而从复制开关元件mcs的控制端流向参考电流元件208的电流为电流ir。电流ir会拉低主控制端m0_ctrl的电压，也就是拉低晶体管m1、晶体管m2、及复制开关元件mcs的控制端的电压，例如拉低至0电位，而使得为p型晶体管的晶体管m1、晶体管m2、及复制开关元件mcs导通，其中，电流ir与复制开关元件电流ics的和，等于电流源sc的电流值i0。
[0060]
当晶体管m0导通且所需输出的电流较小时，输出电压vout的电压几乎等于输入电压vin的电压，亦即第二追踪电压vbp2的电压接近输入电压vin的电压，使得复制开关元件mcs的复制开关元件电流ics远小于电流源sc的电流值i0，因此电流ir会将控制电压vctrl往下拉到接近0的电位，电流源sc将因跨压变小而使其电流值i0变小，直到最后电流ir、复制开关元件电流ics与电流源sc的电流值i0处于平衡，此时的电流源sc的电流值i0电流小，且控制电压vctrl接近0，也就是本电路可以在耗电流极小的情形下，仍有效地开启晶体管m0以作为开关使用。
[0061]
晶体管m3的栅极的第一追踪电压vbp1的值为输出电压vout的值减去晶体管m3的源极与栅极之间的跨压vsg1，而晶体管m7的源极的第二追踪电压vbp2的值则是第一追踪电压vbp1加上晶体管m7的源极与栅极的跨压vsg2。在vsg1几乎等于vsg2的情况下，第二追踪电压vbp2将实质上等于输出电压vout的值。而第二追踪电压vbp2作为输出电压vout的追踪电压。
[0062]
现以输出电流iout的大小实质等于流经复制开关元件mcs的复制开关元件电流ics的大小的r1倍(亦即，iout＝ics x r1)为例做说明。当晶体管m0的主输出端m0_out发生短路而接地时，将有大电流流出主输出端m0_out，亦即输出电流iout将会是一大电流值。当输出电流iout增大时，由于第二追踪电压vbp2实质上等于输出电压vout的值，复制开关元件电流ics亦随之增大。当复制开关元件电流ics增加至电流源sc的电流值i0时，电流ir将几乎等于零，而输出电流iout的大小将实质上等于复制开关元件电流ics的大小的r1倍，亦即是电流值i0的r1倍。由于晶体管m0、晶体管m1、晶体管m2、及复制开关元件mcs为电流镜组态，因此输出电流iout的大小将会被限制于复制开关元件电流ics的大小的r1倍，亦即是电流值i0的r1倍。亦即，输出电流iout的限流值为限流值i0 x r1。如此，借由让输出电流iout具有限流值i0 x r1，可以避免有过大的电流流出主输出端m0_out而烧毁晶体管m0，以达到过电流保护的目的。
[0063]
晶体管m5与晶体管m6形成一电流镜。因为输出电压追踪电路204的设置，使得晶体管m1、晶体管m2、与复制开关元件mcs与晶体管m0具有几乎相同的偏压电压，故流经晶体管m1、晶体管m2、与复制开关元件mcs的静态电流分别为流经晶体管m0的静态电流的固定比例，此固定比例例如为1/r1。而当输出电流iout达到上述的最大值(亦即是限流值i0 x r1)时，晶体管m0的输出电流iout则被限制在限流值i0 x r1。
[0064]
而且，由于当输出电流iout突然增大时，流经晶体管m1、晶体管m2、及复制开关元件mcs的电流也会快速地跟着变大，而使得复制开关元件电流ics快速地增加到电流源sc的电流值i0，而将输出电流iout的最大值限制为限流值i0 x r1。因此，相较于图1所示的切换电路104a的已知做法，本发明的控制电路200更具有于过电流发生时，具有较快的反应速度的优点。
[0065]
此外，于上述实施例的控制电路200中，由于控制电路200不具有高阻抗的节点(high-impedance nodes)，因此可增加电路的可靠性，并且可避免回圈稳定性的问题(loop stability issue)。由于在进行电路设计时可以不需考虑到回圈稳定性的问题，故更具有可减少设计上的复杂度的优点。
[0066]
此外，上述的参考电流元件可为任何可产生电流路径的元件，例如是使用电阻元件来达成，或是使用双极结型晶体管(bipolar junction transistor,bjt)或金氧半导体
场效晶体管(mosfet)等晶体管元件来达成。以下现举使用电阻元件来达成参考电流元件的实施例以作说明。
[0067]
请参照图3，其为依照本发明另一实施例的控制电路300的电路图。与图2控制电路200不同之处在于，参考电流元件308由一电阻r所达成。电阻r的一第一端耦接至主控制端m0_ctrl’，电阻r的一第二端耦接至参考电压。主控制端m0_ctrl’的控制电压vctrl’与参考电压之间的跨压，决定了流经电阻r的电流大小。流经电阻r的电流用以替代图2的电流源sc的电流值i0。
[0068]
请参照图4，其为依照本发明再一实施例的控制电路400的电路图。与图2控制电路200不同之处在于，晶体管m1的控制端和晶体管m2的控制端接地，而晶体管m0的控制端则与复制开关元件mcs的控制端耦接，以作为主控制端m0_ctrl”。借由使为p型晶体管的晶体管m1的控制端和为p型晶体管的晶体管m2的控制端接地，可以让晶体管m1与晶体管m2维持于导通状态，而让输出电压追踪电路404维持于操作状态，亦可达成让控制电路400对晶体管m0提供过电流保护的目的。
[0069]
请参照图5a至图5c，其为依照本发明图2所示的控制电路200与图1所示的切换电路104a的模拟比较图。其中，图5a所示为图1的切换电路104a的节点n1的电压vn1(波形502)与图2的控制电路200的控制电压vctrl(波形504)的模拟波形图，图5b所示乃图1所示的切换电路104a的节点n0的电压vn0(波形506)与图2的控制电路200的第一追踪电压vbp1(波形508)的模拟波形图，图5c所示为图1所示的切换电路104a的输出至电流域105b的电流iout0(波形510)与图2的控制电路200的输出电流iout(波形512)的模拟波形图。
[0070]
由图5a可以看出，于时间点t1，当输出端短路接地而使过电流发生时，相较于如波形502所示的图1所示的切换电路104a的节点n1的电压vn1，如波形504所示的图2的控制电路200的控制电压vctrl较快达到稳定电压，有助于及时限制输出电流量。由第5b图可以看出，相较于如波形506所示的图1的切换电路104a的节点n0的电压vn0，如波形508所示的图2的控制电路200的第一追踪电压vbp1的反应速度较快，较快达到稳定电压。综合图5a与图5b所示的控制电压vctrl较快达到稳定电压与第一追踪电压vbp1反应速度较快的效果，使得本实施例的图2的控制电路200的输出电流iout的限电流的峰值以及反应速度如波形512所示。相较于波形510所示的图1的切换电路104a的输出至电流域105b的电流iout0，波形512所示的图2的控制电路200的输出电流iout可达到具有较小的限电流的峰值(绝对值)、较快达到稳定电流、以及反应速度较快的优点。
[0071]
此外，由模拟结果亦可得知，在相同的设计条件下(将参考电流元件所定义之电流i0设为128ua，并放大2560倍作为限电流值)，当输出电流iout几乎为0时，图1的切换电路104a具有较大的静态电流(大于80ua)，而图2的控制电路200则具有较小的静态电流(小于10ua)。故相较于图1的切换电路104a，图2的控制电路200更可达到具有较小的静态电流与较低的静态功率损耗的优点。
[0072]
由上述可以得知，本发明的较佳实施例的控制电路具有反应速度快、较小的限流值偏移、以及较小的静态电流的优点。当过电流发生时可以快速地反应，以有效地避免过电流对元件的伤害。更可于没有过电流发生的一般状态下，消耗较少的静态功率，而达到省电节能的优点。
[0073]
当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟
悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。