一种反激变换器的原边电流模拟电路及其使用装置的制作方法

1.本发明涉及电力电子技术领域中的开关电源技术，特别涉及一种适用于反激变换器的原边电流模拟电路。


背景技术：

2.随着电力电子技术应用的快速发展，人们对开关变换器的小体积、高效率和高可靠性要求越来越高。与此同时，出于对安全性的考虑，其输入和输出之间端通常需要电气隔离以避免由于故障而导致触电的隐患。反激变换器拓扑是在buck
‑
boost拓扑的基础上加入隔离变压器，不仅实现了输入输出的电气隔离，而且通过增加次级绕组和电路可轻易的实现多路输出。除此之外，由于其拓扑结构简单，元器件少，易控制等特点，在中小功率开关电源中被广泛运用。
3.对于led驱动电源或者是蓄电池恒流充电等应用，需要对负载实现精确的恒流控制。根据输出电流采样方式的不同，恒流型反激式变换器的控制架构可分为原边反馈控制和副边反馈控制。其中副边反馈控制一般直接采样输出电流，然后通过光耦或其他隔离器件用以实现控制电路与输出的隔离，此种方式由于是对输出电信号直接采样，可以实现较高的输出电信号精度以及快速的动态性能。但是由于引入了光耦或其它隔离器件，必然会增加控制电路的成本和复杂性，系统成本升高的同时其可靠性也大大降低。采用原边反馈控制方式，通常通过采样电阻采样隔离变换器的原边电流信号来推算出输出电流信息，从而实现输出电流的精确稳定。原边反馈控制方式可以在保证输出电流精度的同时，去掉光耦等隔离器件，简化了系统外围控制电路的复杂性，降低了系统体积和成本。
4.基于原边侧串联采样电阻来实现的原边恒流反激变换器的原理框图如图1所示，其中模块101为原边恒流控制芯片。此种原边绕组电流变化信息的获取方式虽然实现简单，但采样电阻上带来的损耗会降低系统整机的效率，而且采样电阻的精度会影响到输出恒流的精度。
5.因此，如何不通过在原边侧串联采样电阻的方式去获取到反激变压器原边电流的变化信息，消除原边侧串联采样电阻带来的损耗，从而进一步提高原边反馈恒流反激变换器的效率，是一项非常具有实际意义和挑战性的工作。
6.此外，如现有技术的恒导通时间控制，通过构造虚拟的三角波用于与误差放大器输出的误差放大信号来产生原边开关管驱动信号的关断信号。其本质是一种电压模式控制，因此具备电压模式的缺点，如动态响应差。因此，如果无需采样电阻能够模拟出原边电流信号用于构成电流模式控制，可以消除恒导通时间控制固有的缺陷，并且降低采样电阻带来的损耗。


技术实现要素：

7.本发明提出一种反激变换器的原边电流模拟电路，无需原边采样电阻采样原边电流，即可在变压器原边侧模拟出原边电流，进而实现反激变换器原边恒流控制或者用于实
现反激变换器的电流模式控制。
8.具体而言，一种反激变换器的原边电流模拟电路包括：积分电路和开关s1；
9.所述积分电路与反激变换器变压器的一个绕组w
t
相连，接收绕组w
t
两端的电压信息，并对接收绕组w
t
两端的电压进行积分；
10.所述开关s1与积分电路中的积分电容并联，开关s1的控制端接收与反激变换器原边开关管驱动信号v
gs
反相的控制信号v
gs1
，在控制信号v
gs1
为高电平区间将积分电容两端电压放电并保持为零电平；
11.所述反激变换器的原边电流模拟电路输出三角波v
cs
，所述三角波v
cs
在反激变换器原边开关管驱动信号v
gs
为高电平区间内由零电平线性上升，在反激变换器原边开关管驱动信号v
gs
为低电平区间保持为零电平。
12.作为优选，所述开关积分电路为电阻r
a
、电阻r1、积分电容c
a
和电压型运放u
a
构成的有源积分电路；
13.电阻r
a
的一端连接变压器绕组w
t
的异名端，电阻r
a
的另一端接积分电容c
a
的一端、电阻r1的一端、电压型运放u
a
的负输入端；
14.电压型运放u
a
的正输入端和变压器绕组w
t
的同名端接控制地；
15.电阻r1的另一端与积分电容c
a
的另一端和接电压型运放u
a
的输出端电连接；所述开关s1与所述积分电路中的积分电容c
a
并联。
16.作为优选，所述开关积分电路为电阻r
a
、电阻r1、积分电容c
a
和电流型运放u
b
构成的有源积分电路；
17.电阻r
a
的一端连接变压器绕组w
t
的异名端，电阻r
a
的另一端接电流型运放u
b
的负输入端，电流型运放u
b
的正输入端和变压器绕组w
t
的同名端接控制地，电流型运放u
b
的输出端接电阻r1的一端和积分电容c
a
的一端，电阻r1的另一端和积分电容c
a
的另一端接控制地；
18.所述开关s1与所述积分电路中的积分电容c
a
并联。
19.作为优选，所述开关积分电路为电阻r
t
和积分电容c
t
构成的无源积分电路；
20.电阻r
t
的一端连接变压器绕组w
t
的同名端，电阻rt的另一端接积分电容c
t
的一端，积分电容c
t
的另一端接变压器绕组w
t
的异名端和控制地；
21.所述开关s1与所述积分电路中的积分电容c
t
并联。
22.一种反激变换器原边恒流装置，包括：反激变换器的原边电流模拟电路、反激变换器、反激变换器的原边恒流控制电路和反相器u
n
；
23.所述的反激变换器的原边电流模拟电路接收变压器绕组w
t
的输入电压和信号v
gs1
；反激变换器的原边电流模拟电路输出三角波v
cs
；
24.反激变换器的原边恒流控制电路输出的原边开关管q1的门极驱动信号v
gs
经反相器u
n
反相后输出的信号v
gs1
；
25.所述反激变换器的原边恒流控制电路，产生原边开关管q1的门极驱动信号v
gs
，实现反激变换器输出恒流。
26.一种电流模式控制电路，包括：反激变换器的原边电流模拟电路、比较器u
c1
、rs触发器u
rs
、驱动电路u
d
和反相器u
n1
；
27.所述的反激变换器的原边电流模拟电路接收变压器绕组w
t
的输入电压和信号v
gs1
，输出三角波v
cs
；
28.rs触发器u
rs
的输出信号v
q
经反相器u
n
反相后输出的信号v
gs1
；
29.比较器u
c1
的正输入端接收三角波v
cs
，其负输入端接收误差放大信号v
comp
，当三角波v
cs
幅值触碰到误差放大信号v
comp
，比较器u
c1
输出复位信号v
rst
，rs触发器u
rs
的复位端reset接收比较器u
c1
输出的复位信号v
rst
，其置位端set接收置位信号v
set
，其输出端q输出脉冲信号v
q
，驱动电路u
d
对其输入端接收rs触发器u
rs
输出的脉冲信号v
q
进行驱动能力加强，产生驱动信号v
gs
。
30.本发明的有益效果在于：本发明电路无需原边采样电阻采样原边电流，通过对变压器绕组电压进行积分和开关处理，即可在变压器原边侧模拟出原边电流波形，进而可以利用该波形实现输出恒流或实现电流模式控制。本发明省去了原边采样电阻，降低变换器复杂性及损耗，适用于临界断续或断续的反激变换器或者非隔离的buck
‑
boost变换器。
附图说明
31.图1所示为现有技术的有原边采样电阻的原边恒流反激变换器的基本原理框图；
32.图2所示为本发明提出的反激变换器的原边电流模拟电路第一具体实施例；
33.图3所示为本发明提出的反激变换器的原边电流模拟电路第一具体实施例的关键波形图；
34.图4所示为本发明提出的反激变换器的原边电流模拟电路第二具体实施例；
35.图5所示为本发明提出的反激变换器的原边电流模拟电路第三具体实施例；
36.图6所示为基于本发明提出的反激变换器的原边电流模拟电路构成的原边恒流反激变换器具体实施例；
37.图7所示为基于本发明提出的反激变换器的原边电流模拟电路构成的电流模式控制电路具体实施例；
38.图8所示为基于本发明提出的反激变换器的原边电流模拟电路构成的电流模式控制电路具体实施例关键波形图；
39.图中：101、原边恒流控制芯片，100、反激变换器的原边电流模拟电路，1001、积分电路，200、原边恒流控制电路。
具体实施方式
40.为使本发明的技术方案，优点更加明确，下面结合附图对本发明的细节做进一步详细的阐述，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
41.图2示出了本发明的反激变换器的原边电流模拟电路第一具体实施例。参见图2，本发明的反激变换器的原边电流模拟电路100包括：积分电路1001和开关s1。其中，
42.所述开关积分电路1001为电阻r
a
、电阻r1、积分电容c
a
和电压型运放u
a
构成的有源积分电路，电阻r
a
的一端连接变压器绕组w
t
的异名端，电阻r
a
的另一端接积分电容c
a
的一端，电阻r1的一端、电压型运放u
a
的负输入端，电压型运放u
a
的正输入端和变压器绕组w
t
的同名端接控制地，电阻r1的另一端、积分电容c
a
的另一端接电压型运放u
a
的输出端；所述开关s1与所述积分电路1001中的积分电容c
a
并联，其控制端接收与反激变换器原边开关管驱动信号v
gs
反相的控制信号v
gs1
，在控制信号v
gs1
为高电平区间将积分电容c
a
两端电压放电并保持为零电平。所述电压型运放u
a
的输出端输出三角波v
cs
，所述三角波v
cs
在反激变换器原
边开关管驱动信号v
gs
为高电平区间内由零电平线性上升，在反激变换器原边开关管驱动信号v
gs
为低电平区间保持为零电平。
43.参见图3示出的本发明提出的反激变换器的原边电流模拟电路第一具体实施例的关键波形图，当变换器工作在电流断续模式，在反激变换器原边开关管导通区间内(v
gs
为高电平)，反激变换器的原边电流i
p
的表达式为
[0044][0045]
其中，l
p
为变压器原边励磁电感量，v
in
为输入电压。原边电流峰值i
p
‑
pk
为：
[0046][0047]
当信号开关s1处于打开状态，通过合理设置积分电路参数，有源积分电路的传递函数为：
[0048][0049]
进而有源积分电路的输出为
[0050][0051]
其中n
p
是变压器原边绕组匝数，n
t
是变压器绕组w
t
的匝数，v
wt
是变压器绕组w
t
两端电压。对比公式(1)和(4)可以看出，i
p
(s)和v
cs
(s)都是关于v
in
(s)的函数，其它系数都是常数；而在原边开关管关断区间，i
p
(s)和v
cs
(s)都为0。因此，v
cs
可模拟原边电流i
p
，如图3所示。
[0052]
图4示出了本发明的反激变换器的原边电流模拟电路第二具体实施例。参见图4，本发明的反激变换器的原边电流模拟电路100包括：积分电路1001和开关s1。其中，所述开关积分电路1001为电阻r
a
、电阻r1、积分电容c
a
和电流型运放u
b
构成的有源积分电路，电阻r
a
的一端连接变压器绕组w
t
的异名端，电阻r
a
的另一端接电流型运放u
b
的负输入端，电流型运放u
b
的正输入端和变压器绕组w
t
的同名端接控制地，电流型运放u
b
的输出端接电阻r1的一端、积分电容c
a
的一端，电阻r1的另一端和积分电容c
a
的另一端接控制地；所述开关s1与所述积分电路1001中的积分电容c
a
并联，其控制端接收与反激变换器原边开关管驱动信号v
gs
反相的控制信号v
gs1
，在控制信号v
gs1
为高电平区间将积分电容c
a
两端电压放电并保持为零电平。所述积分电容c
a
的两端输出三角波v
cs
，所述三角波v
cs
在反激变换器原边开关管驱动信号v
gs
为高电平区间内由零电平线性上升，在反激变换器原边开关管驱动信号v
gs
为低电平区间保持为零电平。
[0053]
图4示出的本发明的反激变换器的原边电流模拟电路第二具体实施例的基本原理和图2所示的本发明的反激变换器的原边电流模拟电路第一具体实施例的基本原理相同，这里不再赘述。
[0054]
图5示出了本发明的反激变换器的原边电流模拟电路第三具体实施例。参见图5，本发明的反激变换器的原边电流模拟电路100包括：积分电路1001和开关s1。其中，所述开关积分电路1001为电阻r
t
和积分电容c
t
构成的无源积分电路，电阻r
t
的一端连接变压器绕组w
t
的同名端，电阻rt的另一端接积分电容c
t
的一端，积分电容c
t
的另一端接变压器绕组w
t
的异名端和控制地；所述开关s1与所述积分电路1001中的积分电容c
t
并联，其控制端接收与反激变换器原边开关管驱动信号v
gs
反相的控制信号v
gs1
，在控制信号v
gs1
为高电平区间将积分电容c
t
两端电压放电并保持为零电平。所述积分电容c
t
两端输出三角波v
cs
，所述三角波v
cs
在反激变换器原边开关管驱动信号v
gs
为高电平区间内由零电平线性上升，在反激变换器原边开关管驱动信号v
gs
为低电平区间保持为零电平。
[0055]
当开关s1处于打开状态，在反激变换器的工作开关频率范围内，通过合理设置积分电路参数，无源积分电路的传递函数为：
[0056][0057]
进而无源积分电路的输出为
[0058][0059]
对比公式(1)和(6)可以看出，i
p
(s)和v
cs
(s)都是关于v
in
(s)的函数，其它系数都是常数；而在原边开关管关断区间，i
p
(s)和v
cs
(s)都为0。因此，v
cs
可模拟原边电流i
p
。
[0060]
本发明的反激变换器的原边电流模拟电路还可以用于非隔离的buck
‑
boost变换器去模拟出原边开关管电流，这里不再详细描述。
[0061]
图6示出了本发明的反激变换器的原边电流模拟电路100与反激变换器、反激变换器的原边恒流控制电路200构成反激变换器原边恒流装置的示意图。参见图6，所述反激变换器原边恒流装置包括反激变换器、反激变换器的原边电流模拟电路100、反激变换器的原边恒流控制电路200和反相器u
n
。所述反激变换器的原边电流模拟电路100接收变压器绕组w
t
的输入电压和反激变换器的原边恒流控制电路200输出的原边开关管q1的门极驱动信号v
gs
经反相器u
n
反相后输出的信号v
gs1
，输出三角波v
cs
；所述反激变换器的原边恒流控制电路200接收反激变换器的原边电流模拟电路100输出的三角波v
cs
和其它来自反激变换器的信号，产生原边开关管q1的门极驱动信号v
gs
，通过对v
gs
进行调制，实现反激变换器输出恒流。
[0062]
其中，反激变换器属于本专业领域公知技术，反激变换器的原边恒流控制电路200属于本专业领域现有技术，这里不再详细描述。
[0063]
图7示出了基于本发明的反激变换器的原边电流模拟电路100实现的电流模式控制电路的示意图，图8示出了其主要关键波形。参考图7和图8，所述电流模式控制电路包括原边电流模拟电路100、比较器u
c1
、rs触发器u
rs
、驱动电路u
d
和反相器u
n1
。所述反激变换器的原边电流模拟电路100接收变压器绕组w
t
的输入电压和rs触发器u
rs
的输出信号v
q
经反相器u
n
反相后输出的信号v
gs1
，输出三角波v
cs
，比较器u
c1
的正输入端接收三角波v
cs
，其负输入端接收误差放大信号v
comp
，当三角波v
cs
幅值触碰到误差放大信号v
comp
，比较器u
c1
输出复位信号v
rst
，rs触发器u
rs
的复位端reset接收比较器u
c1
输出的复位信号v
rst
，其置位端set接收置位信号v
set
，其输出端q输出脉冲信号v
q
，驱动电路u
d
对其输入端接收rs触发器u
rs
输出的脉冲信号v
q
进行驱动能力加强，产生驱动信号v
gs
。
[0064]
其中，误差放大信号v
comp
可由常规的误差放大环节产生，置位信号v
set
可根据不同的控制方式如定频控制或准谐振控制，由不同的置位信号产生电路产生，皆属于本专业领域公知技术。
[0065]
本发明的权利要求书主要是用于限定和保护提出的主电路结构。对于本发明提出
的电路结构，本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。本说明书选取并具体描述的实施例，是为了更好地阐释本发明的原理和实际应用，使得本领域技术人员可以很好地利用本发明并在本发明基础上进行修改使用。本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。上述电路结构及其控制方式的细节在其实际实施过程中可以进行相应的变化，然而其仍然包含在本发明中。
[0066]
如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之中。