基于回扫拓扑结构的倒向直流开关稳压电源的制作方法

1.本实用新型涉及一种开关稳压电源的技术，尤其一种基于回扫拓扑结构的倒向直流开关稳压电源，该变换器可以输出比较大电流。


背景技术：

2.目前不少集成电路采用单电源工作，简化了电源，但仍有不少电路需要正负电源才能工作。
3.例如，d/a变换器电路、a/d变换器电路、v/f或f/v变换电路、运算放大器电路、电压比较器电路等等。
4.由较高输入电压高效产生很低的正输出电压通常都需要使用同步降压稳压器，正电压转负电压可以利用一种称为电荷泵电压反转器的dc/dc变换器实现，它可以将输入的正电压转换成相应的负电压，即v
out
=
ꢀ‑
v
in
；另外，它也可以把输出电压转换成近两倍的输入电压，即v
out
≈2v
in
。
5.由于它是利用电容的充电、放电实现电荷转移的原理构成，所以这种电压反转器电路也称为电荷泵变换器（chargepumpconverter）。
6.但是电荷泵电压反转器并不稳压，即有负载电流时，输出电压将有变化，而且输出电流越大，输出电压变化越大，虽然近期又开发出带稳压的电压反转电路，但总体来说该正负电压变换器适合于轻负载环境，大电流输出的情况下该变换器输出电压会降低很多。
7.可以采用另一种使用回扫拓扑结构的dc/dc变换器实现正电压转换成负电压的要求，该变换器可以输出比较大电流。


技术实现要素：

8.本实用新型所要解决的技术问题是提供一种结构简单、造价低廉、使用可靠的dc
‑
dc的变换技术。
[0009] 为实现上述目的，本实用新型提供一种基于回扫拓扑结构的倒向直流开关稳压电源，其包括间歇式振荡器电路、续流二极管电路、clc滤波器电路以及稳压控制电路；所述间歇式振荡器电路由开关管t1、脉冲变压器b、电容器c3组成，待变换直流电压uin依次通过开关管t1的e
‑
c极、脉冲变压器b的初级线圈连接工作地，脉冲变压器b的初级线圈的同名端在初级线圈的上端，待变换直流电压uin同时依次通过正向电解电容c1、脉冲变压器b的次级线圈、振荡电容c3连接开关管t1的基极，脉冲变压器b的次级线圈的同名端在次级线圈的下端；所述clc滤波器电路由滤波电容c4、c5及电感线圈l2组成，电感线圈l2的左端通过反向电解电容c4连接工作地，电感线圈l2的左端同时连接所述续流二极管电路即开关二极管d1的正极，二极管d1的负极连接开关管t1的集电极，电感线圈l2的右端通过反向电解电容c5连接工作地，电感线圈l2的右端输出倒向的已变换直流电压uout；所述稳压控制电路由稳压二极管dz、晶体管t3、t2、电位器w构成，输出电压uout的负极连接稳压二极管dz的正极，稳压二极管dz的负极连接晶体管t3的基极，t3的基极同时通过电阻r2连接t3的集电极，
待变换直流电压uin连接 t3的集电极，t3的发射极通过电位器w的阻体连接工作地，电位器w的滑动端连接晶体管t2的基极，t2的发射极连接工作地，t2的集电极连接开关管t1的基极，同时t2的集电极通过偏置电阻r1连接待变换直流电压uin。
[0010]
所述间歇式振荡器电路，待变换直流电压uin通过电容c2连接开关管t1的集电极。
附图说明
[0011]
附图1、附图2用来提供对本实用新型的进一步理解，构成本技术的一部分，附图1 是负回扫电路的基本电路；附图2是基于回扫拓扑结构的倒向直流开关稳压电源原理图。
具体实施方式
[0012]
既然采用回扫拓扑这种结构，首先简单介绍一下这种结构的工作原理：
[0013]
同步降压电路和负回扫电路的工作特性和控制特性是极不相同的，图1所示是一种负回扫电路的基本电路，当场效应管t导通时，电感器l两端就有输入电压（这时电感器l相当于输入直流电压v
in
的负载，电感器l两端电位上正下负），而这时无输入电流通过负载r
l
，因为二极管d是反向偏置的，故这时送入负载r
l
的所有输出电流均来自输出电容c；电感器l中的电流继续增大（这时电感器l是负载，通过电感器l的电流由上向下），直到控制电路确定关断场效应管t的合适时间为止。
[0014]
场效应管关断以后，由于电感器l中的电流不能突变，故为了保持电感中的电流继续按原方向保持流动，电感器l两端的电压极性突变，电压极性由原来的上正下负突变为上负下正，这时的电感器l相当于一个电流源的角色，而不是原来的负载角色，故这时电感器l顶端电位相对于地是负的，进而迫使二极管d导通（导通电流由右向左，电流方向相当于原来是倒向的），负载两端的输出电压变负到电感器电压的二极管压降以内。
[0015]
以上电路的整个工作过程正好诠释了“回扫”概念的由来。
[0016]
本设计利用回扫拓扑结构构成的直流稳压电源，可以方便地得到与输入电源极性相反的稳定直流的输出方案，电气原理图如图2所示。
[0017]
从图2可以看出本dc/dc变换器由间歇式振荡器电路、续流二极管电路、clc滤波器电路以及稳压控制电路共4个模块组成，
[0018]
由开关管t1、脉冲变压器b、电容器c3组成间歇式振荡电路，其间歇导通时间完全受输出电压u
out
的高低控制，振荡过程如下描述。
[0019]
当接通输入电压u
in
时，晶体管t1、 t2、 t3导通，输入电压u
in
通过晶体管t1加脉冲变压器b的初级线圈上，续流二极管d1截止，变压器的初级通过的电流按线性规律增加，并在次级线圈上感应出下正上负的矩形脉冲电压，此感应电压通过振荡电容c3使开关管t1进一步导通，变压器b初级电流也就进一步增加，使脉冲变压器b与晶体管t1两者之间形成一个急骤雪崩正反馈，晶体管t1迅速进入饱和状态。
[0020]
在此过程中，一方面脉冲变压器b储能，另一方面电容c3开始充电（充电电压极性为下正上负），当变压器b初级线圈最大工作电流i
m
达到：
[0021][0022]
其中u
ces1
为晶体管t1饱和导通压降，l1为变压器b的初级线圈电感量。
[0023]
这时，由于晶体管t1深度饱和而使变压器b初级线圈电流不能再增加、但使变压器次级线圈感应电动势开始向相反方向变化，此电压与电容c3上的电压共同作用引起晶体管t1集电极电流下降，同上又是一个正反馈雪崩过程使晶体管t1迅速截止。
[0024]
在截止期间，续流二极管d1开始导通，将t1饱和导通期间在脉冲变压器初级存储的能量通过由c4、 l2、 c5组成的clc滤波器释放给负载。
[0025]
关于本dc/dc变换器的稳压工作原理，也比较容易理解，电路的稳压过程是通过改变开关管t1的间隙时间来实现的，当输入电压u
in
升高或负载电流减小时，输出电压u
out
有瞬间增大的趋势，注意此时负载r
l
两端的电压u
out
是负值，故电容c5上端的电位比原来更负，但稳压管d
z
两端的电压不变，使晶体管t3的基级电位降低，致使晶体管t3的集电极电流减小，晶体管t2的基级电位降低，t2的集电极电流也减小。
[0026]
晶体管t3、t2的集电极电流俱减小，最终导致开关管t1的截止时间t
off
增大，其饱和导通时间t
on
减小，所以开关管t1导通时间通过脉冲变压器b初级的电流减小，储存的能量减小，回扫期间变压器释放的能量随机降低，输出电压|u
out
|降低到原额定稳压值；同理，当输入电压降低或负载电流增加时，其自调节过程与上相反，不在赘述。
[0027]
总结一下，本电路要求的输出电压u
out
的高低是由稳压管d
z
的击穿电压u
z
（粗调）以及电位器w（细调）共同决定的。在输入 24v的条件下，只要改变稳压管d
z
的稳压值或调节电位器w的阻值，即可得到从
‑
5v~
‑
28v之间连续可变的各种输出电压。
[0028]
本电路在输入 24v的条件下：当负载电流在i
out
=0a~1a范围变化时，输出电压稳定度不劣于
±
1%；纹波电压峰峰值v
pp
低于18mv；高电压输出效率高达80%。
[0029]
由于输出采用能量释放型，所以在负载较轻的情况下，如果不考虑极性，可以满足|u
out
|>|u
in
|的特殊要求。
[0030]
电路中元件参数的确定很重要，脉冲变压器是本设计非常重要的元件，选用恒导磁芯材料为最佳（这里选用e7磁芯），初级线圈越少，输出电流越大，但必须确定脉冲变压器工作在线性状态，初/次匝数比取5:1较合适。
[0031]
t1选用β=80的3ck3系列中功率开关管，工作在开关状态下的i
cm
=250ma, 输出电流可达1.5a，这是一般电源所达不到的。
[0032]
续流二极管一般选择快速恢复二极管或肖特基二极管，本文采用in5204型号。
[0033]
d
z
稳压管必须选用最大稳定电流大于20ma的稳压管，其它均无特殊要求。
[0034]
本设计采用回扫拓扑结构的dc/dc变换器实现了较大输出电流的电压极性转换，在 24v输入的条件下可以实现从
‑
5v~
‑
28v之间连续可变的各种输出电压，由于晶体管t1工作于开关模式，即通过调节高频交流脉冲的占空比来调整输出电压，故相比较电荷泵dc/dc变换器来说，前者具有效率高、稳定性好、体积小的优点，但缺点是输出纹波大些，有时会对电路产生高频干扰，所以要仔细设计滤波电路，尽量将高频干扰降到最低。
[0035]
本设计经过仿真电路仿真测试，电路结构完美、元件参数准确。