基于模糊PID控制的双路LLC谐振电源及均流实现方法与流程

基于模糊pid控制的双路llc谐振电源及均流实现方法
技术领域
1.本技术涉及直流开关电源领域，具体地说是涉及一种基于模糊 pid控制的双路llc谐振电源及均流实现方法。


背景技术：

2.随着智能电子设备的广泛使用，对直流大功率电源的要求不断提高，尤其是在满足功率、电压等常规性指标的前提下，对电源效率提升的迫切性在碳中和、节能深入的今天尤为突出。llc谐振电源因具有零电压开关(zero voltage switch,zvs)和零电流(zero voltageswitch,zcs)特征的软开关特性、高效率和高功率密度等优点，成为了大功率直流电源高效率的重要发展方向。然而大功率应用场合中，单路llc谐振电源回路的输出功率等级和输出电流等级往往难以满足要求，故而llc谐振电源模组多路并联便成为了破解单路llc谐振电源功率容量的首选方法，并可持续发挥llc谐振电源的优点。
3.而实现多路llc谐振电源模组并联工作的首要前提，是解决并联各路llc谐振电源模组之间的均流问题。即使并联的llc谐振电源模组采用完全相同的设计参数，但因实际模组的元器件参数误差的存在，进而使得各llc谐振电源模组的实际参数并不能完全一致，这在大功率负载下则会倒置各组llc谐振电源模组承受不同的电流应力，从而制约了整个并联电源模组的安全可靠使用，甚至将出现承受大电流应力的llc谐振电源模组发生损毁，导致整个并联电源模组瘫痪和危险的发生。
4.在dc并联电源模组中常见的均流方法有下垂法、主从法、最大值均流法、平均值均流法等方法，这些方法主要采用脉冲宽度调制 (pulse width modulation,pwm)来实现pwm变换型的dc电源模组间的均流；因此上述均流方法在以脉冲频率调制(pulse frequencymodulation,pfm)的llc电源模组中不再适用。
5.现有的方法缺陷主要表现为控制策略实现的普适性与复杂性的平衡难以实现。如pid控制器实现简单、占用实际硬件资源少，但器参数调节主要取决于工程经验，并且参数设定后不能在线自适应，进而限制了其控制性能和鲁棒性。滑模控制器能实现精确控制，但需建立准确的控制模型，其过程复杂且难以实现。


技术实现要素：

6.针对现有技术之不足，本技术提供了基于模糊pid控制的双路 llc谐振电源及均流实现方法，以两路llc谐振电源模组输出电压和输出电流为模糊pid论域输入，采用模糊控制规则，在线整定pfm 信号相位差信号的pid控制器参数，从而实现并联llc电源模组的均流控制。
7.基于模糊pid控制的双路llc谐振电源，包括llc全桥电源，串接在llc全桥电源的正输出端和负输出端之间的负载电阻r
l
，与 llc全桥电源相连接的相位调制模块pm，与相位调制模块pm相连接的模糊pid控制器，同时与相位调制模块pm和模糊pid控制器相连接的脉冲频率调整器pfm，一端与llc全桥电源的正输出端相连接、另一端与脉冲频率调整器pfm
相连接的llc模组pid控制器，设置在llc全桥电源的正输出端的电流采样模块，以及一端与电流采样模块相连接、另一端与模糊pid控制器相连接的低通滤波器lpf；
8.所述llc全桥电源由全桥llc谐振模组a和全桥llc谐振模组 b并联组成。
9.进一步的，所述电流采样模块的数量为两个，第一个电流采样模块串接在全桥llc谐振模组b的正输出端和全桥llc谐振模组a的正输出端之间，第二个电流采样模块的一端与全桥llc谐振模组a 的正输出端相连接、另一端与负载电阻r
l
相连接；
10.所述低通滤波器lpf的数量为两个，且分别与两个电流采样模块相连接；
11.所述llc模组pid控制器上接参考电压v
ref
。
12.再进一步的，所述各个模块的作用为：
13.全桥llc谐振模组a和全桥llc谐振模组b：在输入电压vin 下，利用开关管zvs和整流二极管zcs的软开关特性，在脉冲频率调整器pfm的pfm信号作用下，实现dc
‑
dc变换，将vin转换成 v
o
；
14.电流采样模块：即电流传感器，实时检测全桥llc谐振模组a 和全桥llc谐振模组b的输出电流，并采样信号传送给低通滤波器 lpf；
15.负载电阻r
l
：作为全桥llc谐振模组a和全桥llc谐振模组b 并联后的到的llc全桥电源的输出负载；
16.llc模组pid控制器：根据负载电阻r
l
两端的输出电压v
o
与参考电压v
ref
的差值，采用pid算法产生控制信号，并将控制信号传递至脉冲频率调整器pfm；
17.脉冲频率调整器pfm：接收来自llc模组pid控制器传递的控制信号，根据全桥llc谐振模组a和全桥llc谐振模组b中谐振原理，产生控制脉冲；
18.低通滤波器lpf：接收来自电流采样模块的采样信号，实施信号的低通滤波，产生低频电流控制信号；
19.模糊pid控制器：接收来自低通滤波器lpf的采样信号，根据脉冲频率调整器pfm的pfm信号，将电流误差i
err
和电流误差的变化量δi
err
作为模糊pid控制器的输入论域，按照模糊推理规则对pid 控制器的比例、微分、积分三个参数进行在线整定；并产生pfm信号相位调制量，作用于相位调制模块pm；
20.相位调制模块pm：接收来自模糊pid控制器的pfm信号相位调制量，对来自脉冲频率调整器pfm的信号进行相位调制，根据全桥llc谐振模组a和全桥llc谐振模组b的电流不均流情况，实施 pfm信号的相位调制，并将两路不同的pfm信号分别送至全桥llc 谐振模组a和全桥llc谐振模组b的开关管，实现电压和电流的反馈控制。
21.基于模糊pid控制的双路llc谐振电源的均流实现方法，包括以下步骤：
22.(a)电流采样模块采集全桥llc谐振模组a和全桥llc谐振模组b的输出电流i
o1
和i
o2
；
23.(b)输出电流i
o1
和i
o2
经低通滤波器lpf保留低频分量并传送给模糊pid控制器；
24.(c)模糊pid控制器根据输出电流i
o1
和i
o2
的电频分量产生输出电流误差i
err
和电流误差的变化量δi
err
，作为全桥llc谐振模组a 和全桥llc谐振模组b输出电流非均流情况依据，并将i
err
和δi
err
作为模糊pid控制器控制比例、微分、积分的在线整定的模糊推理规则，从而建立输入论域；
25.(d)根据模糊推理规则，对模糊pid控制器的比例、微分和积分三个参数实施整定，
并产生产生pfm信号相位调制量；
26.(e)llc模组pid控制器根据输出电压v
o
与参考电压v
ref
处理获得误差控制量；
27.(f)脉冲频率调整器pfm接收llc模组pid控制器产生的误差控制量，进而产生电压稳定控制的pfm信号，并将该电压稳定控制的pfm信号同时输送到模糊pid控制器和相位调制模块pm；
28.(g)相位调制模块pm从模糊pid控制器获得pfm信号相位调制量，并从脉冲频率调整器pfm获得电压稳定控制的pfm信号，最终根据pfm信号相位调制量和脉冲频率调整器pfm对全桥llc 谐振模组a和全桥llc谐振模组b的开关进行控制，进而达到电流均流控制和电压稳定控制两个控制环路的级联控制。
29.作为优选，步骤(c)中所述的输入论域采用的隶属函数为三角型隶属函数：
[0030][0031]
式中u为实际采样物理量，σ为等腰三角型函数的半宽，u0为三角函数的底边中点横坐标，μ
a
(u)为实际物理量对应的模糊pid控制器的输入论域，通过上述三角函数将实际的电流误差i
err
和电流误差的变化量δi
err
变换到模糊控制的基本论域[
‑
x
e
,x
e
]和[
‑
x
c
,x
c
]，对应的模糊子集为：
[0032]
{
‑
n,
‑
n 1,
…
,0
…
,n
‑
1,n}；
[0033]
{
‑
m,
‑
m 1,
…
,0
…
,m
‑
1,m}；
[0034]
子集中m和n为整数且分别为3和2，输出基本论域[
‑
y
u
,y
u
]；对应的模糊子集论域为：
[0035]
{
‑
l,
‑
l 1,
…
,0
…
,l
‑
1,l}；
[0036]
子集中l为整数。
[0037]
作为优选，步骤(e)中获得误差控制量的具体方法为：
[0038]
llc模组pid控制器通过负载电阻r
l
获得全桥llc谐振模组a 和全桥llc谐振模组b的输出电压v
o
，并将该输出电压v
o
与参考电压v
ref
比较，进而获得输出电压误差信号。
[0039]
与现有技术相比，本技术实施例具有如下有益效果：
[0040]
(1)本发明通过设置负载电阻r
l
、llc模组pid控制器和脉冲频率调整器pfm能够有效的计算出输出电压误差信号，并使得相位调制模块pm根据该输出电压误差信号有效的对全桥llc谐振模组a 和全桥llc谐振模组b的开关进行控制，达到电压稳定控制的效果。
[0041]
(2)本发明通过电流采样模块、低通滤波器lpf和模糊pid控制器能够计算出pfm信号相位调制量，进而使得相位调制模块pm 根据该pfm信号相位调制量有效的对全桥llc谐振模组a和全桥 llc谐振模组b的开关进行控制，达到电流均衡控制的效果。
[0042]
(3)本发明的结构简单，能够同时实现电流均流控制和电压稳定控制两个控制环路的级联控制，有效的避免了电源模组瘫痪或发生危险，极大的提高了企业与行业的发展与进步。
[0043]
本技术的一部分附加特性可以在下面的描述中进行说明。通过对以下描述和相应附图的检查或者对实施例的生产或操作的了解，本技术的一部分附加特性对于本领域技术人员是明显的。本技术披露的特性可以通过对以下描述的具体实施例的各种方法、手段和
组合的实践或使用得以实现和达到。
附图说明
[0044]
在此所述的附图用来提供对本技术的进一步理解，构成本技术的一部分，本技术的示意性实施例及其说明用于解释本技术，并不构成对本技术的限定。在各图中，相同标号表示相同部件。其中，
[0045]
图1为本发明基于模糊pid控制的双路llc谐振电源的结构示意图。
[0046]
图2为本发明llc全桥电源拓扑图。
[0047]
图3为本发明模糊pid控制器的结构图。
[0048]
图4为输出电流误差i
err
的隶属函数图。
[0049]
图5为电流误差的变化量δi
err
的隶属函数图表。
[0050]
图6为模糊pid控制器的比例系数k
p
的隶属函数曲线图。
[0051]
图7为模糊pid控制器的积分系数k
i
的隶属函数曲线图。
[0052]
图8为模糊pid控制器的微分系数k
d
的隶属函数曲线图。
[0053]
图9为不使用本技术的方法时，全桥llc谐振模组a的输出电压与电流曲线图。
[0054]
图10为不使用本技术的方法时，全桥llc谐振模组b的输出电压与电流曲线图。
[0055]
图11为使用本技术的方法时，全桥llc谐振模组a的输出电压与电流曲线图。
[0056]
图12为使用本技术的方法时，全桥llc谐振模组b的输出电压与电流曲线图。
[0057]
附图标记说明：1、全桥llc谐振模组a；2、全桥llc谐振模组b；3、电流采样模块；4、负载电阻r
l
；5、llc模组pid控制器； 6、脉冲频率调整器pfm；7、低通滤波器lpf；8、相位调制模块pm； 9、模糊pid控制器。
具体实施方式
[0058]
为了使本技术领域的人员更好地理解本技术方案，下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本技术一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本技术保护的范围。
[0059]
需要说明的是，如果本技术的说明书和权利要求书及上述附图中涉及到术语“第一”、“第二”等，其是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本技术的实施例。此外，如果涉及到术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
[0060]
在本技术中，如果涉及到术语“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”、“顶”、“底”、“内”、“外”、“中”、“竖直”、“水平”、“横向”、“纵向”等，其指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系。这些术语主要是为了更好地描述本技术及其实施例，并非用于限定所指示的装置、元件或组成部分必须具有特定方位，或以特定方位进行构造和操作。
[0061]
并且，上述部分术语除了可以用于表示方位或位置关系以外，还可能用于表示其他含义，例如术语“上”在某些情况下也可能用于表示某种依附关系或连接关系。对于本领域普通技术人员而言，可以根据具体情况理解这些术语在本技术中的具体含义。
[0062]
此外，在本技术中，如果涉及到术语“安装”、“设置”、“设有”、“连接”、“相连”、“套接”等应做广义理解。例如，可以是固定连接，可拆卸连接，或整体式构造；可以是机械连接，或电连接；可以是直接相连，或者是通过中间媒介间接相连，又或者是两个装置、元件或组成部分之间内部的连通。对于本领域普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本技术中的具体含义。
[0063]
需要说明的是，在不冲突的情况下，本技术中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本技术。
[0064]
本技术实施例公开了基于模糊pid控制的双路llc谐振电源及均流实现方法。
[0065]
如图1所示，基于模糊pid控制的双路llc谐振电源，包括llc 全桥电源，串接在llc全桥电源的正输出端和负输出端之间的负载电阻r
l
4，与llc全桥电源相连接的相位调制模块pm8，与相位调制模块pm8相连接的模糊pid控制器9，同时与相位调制模块pm8 和模糊pid控制器9相连接的脉冲频率调整器pfm6，一端与llc 全桥电源的正输出端相连接、另一端与脉冲频率调整器pfm6相连接的llc模组pid控制器5，设置在llc全桥电源的正输出端的电流采样模块3，以及一端与电流采样模块3相连接、另一端与模糊pid 控制器9相连接的低通滤波器lpf7；
[0066]
如图2所示，所述llc全桥电源由全桥llc谐振模组a1和全桥llc谐振模组b2并联组成。
[0067]
所述llc全桥电源的具体电路结构如图2所示，鉴于全桥llc 谐振模组a和全桥llc谐振模组b均为现有技术，将全桥llc谐振模组a和全桥llc谐振模组b并联组成llc全桥电源也无需通过本领域技术人员的创造性的劳动，故而在此便不对其具体结构进行赘述。
[0068]
所述模糊pid控制器的具体的结构图如图3所示，本领域技术人员根据图3所示内容无需通过创造性的劳动便可以完成该模糊pid控制器的设置与使用，在此便不进行赘述。
[0069]
所述电流采样模块3的数量为两个，第一个电流采样模块3串接在全桥llc谐振模组b2的正输出端和全桥llc谐振模组a1的正输出端之间，第二个电流采样模块3的一端与全桥llc谐振模组a1的正输出端相连接、另一端与负载电阻r
l
4相连接；
[0070]
所述低通滤波器lpf7的数量为两个，且分别与两个电流采样模块3相连接；
[0071]
所述llc模组pid控制器5上接参考电压v
ref
。
[0072]
再进一步的，所述各个模块的作用为：
[0073]
全桥llc谐振模组a1和全桥llc谐振模组b2：在输入电压vin 下，利用开关管zvs和整流二极管zcs的软开关特性，在脉冲频率调整器pfm6的pfm信号作用下，实现dc
‑
dc变换，将vin转换成 v
o
；
[0074]
电流采样模块3：即电流传感器，实时检测全桥llc谐振模组a1和全桥llc谐振模组b2的输出电流，并采样信号传送给低通滤波器lpf7；
[0075]
负载电阻r
l
4：作为全桥llc谐振模组a1和全桥llc谐振模组 b2并联后的到的llc全桥电源的输出负载；
[0076]
llc模组pid控制器5：根据负载电阻r
l
4两端的输出电压v
o
与参考电压v
ref
的差值，
采用pid算法产生控制信号，并将控制信号传递至脉冲频率调整器pfm6；
[0077]
脉冲频率调整器pfm6：接收来自llc模组pid控制器5传递的控制信号，根据全桥llc谐振模组a1和全桥llc谐振模组b2中谐振原理，产生控制脉冲；
[0078]
低通滤波器lpf7：接收来自电流采样模块3的采样信号，实施信号的低通滤波，产生低频电流控制信号；
[0079]
模糊pid控制器9：接收来自低通滤波器lpf7的采样信号，根据脉冲频率调整器pfm6的pfm信号，将电流误差i
err
和电流误差的变化量δi
err
作为模糊pid控制器9的输入论域，按照模糊推理规则对 pid控制器的比例、微分、积分三个参数进行在线整定；并产生pfm 信号相位调制量，作用于相位调制模块pm8；
[0080]
相位调制模块pm8：接收来自模糊pid控制器9的pfm信号相位调制量，对来自脉冲频率调整器pfm6的信号进行相位调制，根据全桥llc谐振模组a1和全桥llc谐振模组b2的电流不均流情况，实施pfm信号的相位调制，并将两路不同的pfm信号分别送至全桥 llc谐振模组a1和全桥llc谐振模组b2的开关管，实现电压和电流的反馈控制。
[0081]
实施例2
[0082]
基于模糊pid控制的双路llc谐振电源的均流实现方法，包括以下步骤：
[0083]
(a)电流采样模块3采集全桥llc谐振模组a1和全桥llc谐振模组b(2)的输出电流i
o1
和i
o2
；
[0084]
(b)输出电流i
o1
和i
o2
经低通滤波器lpf7保留低频分量并传送给模糊pid控制器9；
[0085]
(c)模糊pid控制器9根据输出电流i
o1
和i
o2
的电频分量产生输出电流误差i
err
和电流误差的变化量δi
err
，作为全桥llc谐振模组 a1和全桥llc谐振模组b2输出电流非均流情况依据，并将i
err
和δi
err
作为模糊pid控制器9控制比例、微分、积分的在线整定的模糊推理规则，从而建立输入论域；
[0086]
所述的输入论域采用的隶属函数为三角型隶属函数：
[0087][0088]
式中u为实际采样物理量，σ为等腰三角型函数的半宽，u0为三角函数的底边中点横坐标，μ
a
(u)为实际物理量对应的模糊pid控制器9 的输入论域，通过上述三角函数将实际的电流误差i
err
和电流误差的变化量δi
err
变换到模糊控制的基本论域[
‑
x
e
,x
e
]和[
‑
x
c
,x
c
]，对应的模糊子集为：
[0089]
{
‑
n,
‑
n 1,
…
,0
…
,n
‑
1,n}；
[0090]
{
‑
m,
‑
m 1,
…
,0
…
,m
‑
1,m}；
[0091]
子集中m和n为整数且分别为3和2，输出基本论域[
‑
y
u
,y
u
]；对应的模糊子集论域为：
[0092]
{
‑
l,
‑
l 1,
…
,0
…
,l
‑
1,l}；
[0093]
子集中l为整数。
[0094]
其中，输出电流误差i
err
的隶属函数如图4所示；
[0095]
电流误差的变化量δi
err
的隶属函数图表如图5所示；
[0096]
模糊pid控制器的比例系数k
p
的隶属函数曲线如图6所示；
[0097]
模糊pid控制器的积分系数k
i
的隶属函数曲线如图7所示；
[0098]
模糊pid控制器的微分系数k
d
的隶属函数曲线如图8所示；
[0099]
模糊pid控制器的比例系数k
p
变化量的推理规则如下表1所示：
[0100][0101]
表1
[0102]
模糊pid控制器的积分系数k
i
变化量的推理规则如下表2所示：
[0103][0104]
表2
[0105]
模糊pid控制器的微分系数k
d
变化量的推理规则如下表3所示：
[0106][0107]
表3
[0108]
(d)根据模糊推理规则，对模糊pid控制器9的比例、微分和积分三个参数实施整定，并产生产生pfm信号相位调制量；
[0109]
(e)llc模组pid控制器5根据输出电压v
o
与参考电压v
ref
处理获得误差控制量；
[0110]
获得误差控制量的具体方法为：
[0111]
llc模组pid控制器5通过负载电阻r
l
4获得全桥llc谐振模组a1和全桥llc谐振模组b2的输出电压v
o
，并将该输出电压v
o
与参考电压v
ref
比较，进而获得输出电压误差信号。
[0112]
(f)脉冲频率调整器pfm6接收llc模组pid控制器5产生的误差控制量，进而产生电压稳定控制的pfm信号，并将该电压稳定控制的pfm信号同时输送到模糊pid控制器9和相位调制模块pm8；
[0113]
(g)相位调制模块pm8从模糊pid控制器9获得pfm信号相位调制量，并从脉冲频率调整器pfm6获得电压稳定控制的pfm信号，最终根据pfm信号相位调制量和脉冲频率调整器pfm6对全桥 llc谐振模组a1和全桥llc谐振模组b2的开关进行控制，进而达到电流均流控制和电压稳定控制两个控制环路的级联控制。
[0114]
图9为不使用本实施例的方法时，全桥llc谐振模组a的输出电压与电流曲线：
[0115]
图10为不使用本实施例的方法时，全桥llc谐振模组b的输出电压与电流曲线：
[0116]
图11为使用本实施例的方法时，全桥llc谐振模组a的输出电压与电流曲线：
[0117]
图12为使用本实施例的方法时，全桥llc谐振模组b的输出电压与电流曲线：
[0118]
由上表1
‑
3、图4
‑
12可知，通过本技术的方法能够有效的达到电流均流控制和电压稳定控制，更好的保护了电源模组，避免了电源模组瘫痪或发生危险。
[0119]
另外，上述具体实施例是示例性的，本领域技术人员可以在本发明公开内容的启发下想出各种解决方案，而这些解决方案也都属于本发明的公开范围并落入本发明的保护范围之内。本领域技术人员应该明白，本发明说明书及其附图均为说明性而并非构成对权利要求的限制。本发明的保护范围由权利要求及其等同物限定。