一种重载车辆冗余式电子机械制动系统及其控制方法

本发明属于汽车线控制动与电机控制，具体涉及一种重载车辆冗余式电子机械制动系统及其控制方法。

背景技术：

1、随着车辆电动化、智能化及线控底盘技术的发展，电子机械制动系统因响应速度快、结构紧凑、便于独立控制及易于与整车控制器集成等优点，已成为新一代线控制动执行机构的重要发展方向。对重载车辆而言，由于整车质量大、轴荷高、连续制动工况多，制动执行器不仅需要输出更大的夹紧力，还需要在强扰动、时变负载和长时间高热负荷条件下保持较高的控制精度与稳定性，因此采用具有更高驱动能力和冗余潜力的双绕组驱动电机作为emb执行单元，具有较强的工程应用价值。

2、然而，面向重载车辆的冗余式电子机械制动系统仍属于典型的电气域、机械域及摩擦域深度耦合对象。在高强度制动工况下，逆变器死区效应、磁路饱和以及参数漂移等因素会共同导致驱动电机电流谐波增强，进而诱发电磁转矩脉动。该转矩脉动经减速机构和滚珠丝杠传递至制动钳端后，会进一步表现为夹紧力纹波，不仅削弱夹紧力跟踪精度，还会影响重载车辆制动过程的平顺性与鲁棒性。上述问题在重载车辆的大负载、长下坡和连续制动场景下更为突出。

3、现有相关专利主要集中于emb响应性能提升和通用永磁同步电机谐波补偿等方向。例如，中国发明专利申请号为cn202210572069.6，名称为“一种提高电子机械制动系统响应时间的控制方法”中主要通过预判制动需求并提前消除制动间隙来缩短emb响应时间；中国发明专利申请号为cn202110797655.6，名称为“一种内置式永磁同步电机电流谐波抑制方法”中则通过提取电机d、q轴电流中的6次谐波分量，并结合pi调节与电压注入实现通用ipmsm的谐波抑制。上述方案分别侧重响应优化和固定阶次谐波补偿，均未结合重载车辆高轴荷、高强度制动工况，也未针对冗余驱动电机及其传动执行过程中的谐波影响开展建模、在线估计与主动抑制。

4、因此，现有技术仍存在如下不足：

5、一方面，针对emb的相关方案多侧重响应提升或结构优化，尚未面向重载车辆高强度制动场景开展夹紧力控制；

6、另一方面，针对pmsm的谐波抑制方法多面向通用驱动对象，未结合冗余式电子机械制动系统在重载制动工况下的驱动耦合及负载时变特性，难以直接应用于夹紧力控制；

7、同时，现有谐波补偿方法普遍依赖固定阶次特征提取或局部线性化处理，在重载车辆强非线性、时变工况下易出现适应性不足的问题。

8、基于此，有必要提出一种重载车辆冗余式电子机械制动系统及其控制方法，以实现时变谐波的在线估计与主动补偿，减小其对夹紧力输出的影响。

技术实现思路

1、针对于上述现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种重载车辆冗余式电子机械制动系统及其控制方法，以解决现有重载车辆电子机械制动系统在高强度制动工况下因逆变器非理想特性、磁路饱和及机械传动链柔顺性等因素导致的电流谐波增强、电磁转矩脉动加剧及夹紧力纹波增大的问题，从而提高系统的电流控制精度、转矩输出平顺性以及夹紧力跟踪稳定性。

2、为达到上述目的，本发明采用的技术方案如下：

3、本发明的一种重载车辆冗余式电子机械制动系统，包括：制动请求输入单元、执行控制单元、功率驱动单元、电子机械制动执行单元、信号采集单元、坐标变换单元、谐波状态估计单元及谐波补偿控制单元；

4、所述制动请求输入单元，用于接收驾驶员制动踏板信号或上层控制器输出的目标制动信号，并将接收到的信号转换为目标制动需求，并发送至执行控制单元；

5、所述执行控制单元，用于根据所述目标制动需求生成基准控制输入；将谐波补偿控制单元输出的谐波电压补偿量按照与谐波电流作用相反的方向施加于基准d轴、q轴电压控制输入，得到实际d轴、q轴电压控制输入，并根据实际电压控制输入生成控制指令；

6、所述功率驱动单元，用于根据执行控制单元输出的控制指令产生驱动电压；

7、所述电子机械制动执行单元，用于根据功率驱动单元输出的驱动电压通过机械传动形成车轮制动力矩；

8、所述信号采集单元，用于采集电子机械制动执行单元中冗余驱动电机的三相定子电流、转子电角度及机械角速度，并将采集到的结果输出至坐标变换单元；

9、所述坐标变换单元，用于依据转子电角度对三相定子电流依次进行clarke变换和park变换，得到由d轴电流和q轴电流构成的电流量测向量，并将所述电流量测向量输出至谐波状态估计单元和谐波补偿控制单元；

10、所述谐波状态估计单元，用于接收坐标变换单元输出的电流量测向量，基于包含基波电流状态和谐波状态的扩展状态模型，采用无迹卡尔曼滤波方法对冗余驱动电机的谐波状态进行在线估计，并输出谐波状态估计值及去谐波电流估计值；所述去谐波电流估计值输出至谐波补偿控制单元；

11、其中，所述谐波状态估计值用于表征当前采样周期的谐波状态，并作为完整扩展状态估计向量的组成部分参与后续采样周期的状态递推；

12、所述谐波补偿控制单元，用于将电流量测向量中的d轴电流、q轴电流分别与所述去谐波电流估计值中的对应分量进行比较，得到d轴谐波补偿误差和q轴谐波补偿误差；根据所述d轴谐波补偿误差和q轴谐波补偿误差生成对应的d轴、q轴谐波电压补偿量，并将所述谐波电压补偿量发送至执行控制单元。

13、进一步地，所述制动请求输入单元接收驾驶员制动踏板信号时，获取踏板开度、踏板位移或踏板电压对应的制动请求；接收上层控制器输出的目标制动信号时，获取目标减速度、目标制动力、目标制动转矩或目标夹紧力中的至少一种。

14、进一步地，所述基准控制输入为基准电流控制输入或基准电压控制输入。

15、进一步地，所述谐波电压补偿量按照与谐波电流作用相反的方向施加于基准d轴、q轴电压控制输入，其修正关系为：

16、；

17、其中，为第个采样周期的实际轴、轴电压控制输入；为第k个采样周期的基准轴、轴电压控制输入；为第k个采样周期的轴、轴谐波电压补偿量；

18、进一步展开为：

19、；

20、其中，和分别为实际轴、轴电压控制输入；和分别为基准轴、轴电压控制输入；和分别为轴、轴谐波电压补偿分量。

21、进一步地，所述电子机械制动执行单元，包括依次传动连接的冗余驱动电机、减速机构、滚珠丝杠、制动钳及摩擦副；所述冗余驱动电机的输出端与减速机构的输入端连接，所述减速机构的输出端与滚珠丝杠连接，所述滚珠丝杠用于将旋转运动转换为轴向位移并推动制动钳，所述制动钳推动摩擦副与制动盘接触以形成制动力矩。

22、进一步地，所述冗余驱动电机为双绕组驱动电机。

23、进一步地，所述信号采集单元还用于采集滚珠丝杠的轴向位移、制动钳夹紧力反馈或制动输出转矩反馈。

24、进一步地，所述坐标变换单元执行如下坐标变换过程：

25、；

26、其中，、和分别为第k个采样周期的三相定子电流；为第k个采样周期的转子电角度；和分别为第k个采样周期同步旋转坐标系下的轴电流和轴电流；

27、所述电流量测向量表示为：

28、；

29、其中，为第k个采样周期的电流量测向量。

30、进一步地，所述谐波状态估计单元，包括：状态建模模块、参数初始化模块、状态预测模块、量测更新模块及估计输出模块；其中，

31、状态建模模块，用于接收坐标变换单元输出的d轴电流和q轴电流构成的电流量测向量，并根据所述d轴电流和q轴电流建立扩展状态模型，所述扩展状态模型包括基波电流状态和谐波状态；

32、参数初始化模块，用于设置无迹卡尔曼滤波器的初始状态、初始协方差矩阵、过程噪声协方差矩阵及测量噪声协方差矩阵；

33、状态预测模块，用于根据当前采样周期确定先验状态及先验协方差矩阵，根据所述先验状态及先验协方差矩阵生成sigma点，并基于所述扩展状态模型得到扩展状态向量的预测状态及预测协方差矩阵；

34、其中，初始采样周期的先验状态及先验协方差矩阵由参数初始化模块提供，后续采样周期的先验状态及先验协方差矩阵采用上一采样周期量测更新后的完整扩展状态估计向量及协方差矩阵；

35、量测更新模块，用于根据当前采样周期的电流量测向量和所述扩展状态模型中的量测方程，对所述扩展状态向量的预测状态进行校正，得到量测更新后的完整扩展状态估计向量及协方差矩阵；

36、估计输出模块，用于接收量测更新模块输出的完整扩展状态估计向量，并从所述完整扩展状态估计向量中分别提取基波电流状态分量和谐波状态分量；将所述基波电流状态分量作为去谐波电流估计值，将所述谐波状态分量作为谐波状态估计值，并将所述去谐波电流估计值输出至谐波补偿控制单元。

37、本发明还提供一种重载车辆冗余式电子机械制动系统的控制方法，基于上述系统，包括如下步骤：

38、1）根据制动请求输入信号，生成目标制动需求，并根据所述目标制动需求生成基准控制输入；

39、2）采集冗余驱动电机运行信号，并进行坐标变换，构建电流量测向量；

40、3）基于电流量测向量建立扩展状态模型，并进行谐波状态在线估计，得到去谐波电流估计值；

41、4）根据电流量测向量与去谐波电流估计值之间的偏差得到谐波补偿误差，并根据所述谐波补偿误差生成谐波电压补偿量；

42、5）将谐波电压补偿量按照与谐波电流作用相反的方向施加于基准电压控制输入，得到实际电压控制输入；根据实际电压控制输入生成控制指令，并驱动冗余驱动电机输出补偿后的电磁转矩；

43、6）将补偿后的电磁转矩经减速机构和滚珠丝杠传递至制动钳端，驱动制动钳输出夹紧力，使摩擦副与制动盘接触并形成车轮制动力矩。

44、进一步地，所述步骤1）中制动请求输入信号包括驾驶员制动踏板信号或上层控制器输出的目标制动信号；根据目标制动需求生成目标电磁转矩指令或目标q轴电流参考值，并根据所述目标电磁转矩指令或目标q轴电流参考值生成基准控制输入。

45、进一步地，所述步骤2）中采集的冗余驱动电机运行信号包括三相定子电流ia、ib、ic以及冗余驱动电机的转子电角度θe；所述坐标变换包括clarke变换和park变换；所述电流量测向量包括d轴电流id和q轴电流iq。

46、进一步地，所述坐标变换过程如下：

47、；

48、其中，、和分别为第k个采样周期的三相定子电流；为第k个采样周期的转子电角度；和分别为第k个采样周期同步旋转坐标系下的轴电流和轴电流；

49、所述电流量测向量表示为：

50、；

51、其中，为第k个采样周期的电流量测向量。

52、进一步地，所述步骤3）具体包括：

53、31）根据电流量测向量建立包含基波电流状态和谐波状态的扩展状态模型；

54、32）基于所述扩展状态模型构建非线性离散状态方程和量测方程；

55、33）设置无迹卡尔曼滤波器的初始状态、初始协方差矩阵、过程噪声协方差矩阵及测量噪声协方差矩阵；

56、34）根据当前采样周期确定状态预测的先验输入；在初始采样周期，将无迹卡尔曼滤波器的初始状态和初始协方差矩阵作为先验状态及先验协方差矩阵；在后续采样周期，将上一采样周期量测更新后的完整扩展状态估计向量及协方差矩阵作为先验状态及先验协方差矩阵；根据所述先验状态及先验协方差矩阵生成sigma点，并基于所述扩展状态模型中的非线性离散状态方程，得到扩展状态向量的预测状态及预测协方差矩阵；

57、35）将传播后的sigma点代入所述量测方程，得到预测电流量测向量，并根据当前采样周期的实际电流量测向量与所述预测电流量测向量之间的偏差，对扩展状态向量的预测状态进行量测更新，得到完整扩展状态估计向量及协方差矩阵，并从所述完整扩展状态估计向量中分别提取基波电流状态分量和谐波状态分量，分别作为去谐波电流估计值和谐波状态估计值。

58、进一步地，所述步骤31）中的扩展状态模型以包含基波电流状态和谐波状态的扩展状态向量为状态变量，并通过步骤32）中非线性离散状态方程描述扩展状态的递推关系，通过量测方程描述扩展状态与电流量测向量之间的对应关系；通过将基波电流状态和谐波状态统一纳入扩展状态模型，使无迹卡尔曼滤波器能够对二者进行联合估计；所述扩展状态向量表示为：

59、；

60、其中，为第k个采样周期的扩展状态向量；为第k个采样周期的d轴、q轴基波电流状态，下角标1表示基波分量；为第k个采样周期的谐波状态，下角标h表示谐波状态。

61、进一步地，所述步骤32）中的非线性离散状态方程和量测方程，分别表示为：

62、；

63、；

64、其中，为第k-1个采样周期的扩展状态向量，为第k-1个采样周期的实际控制输入；为第k个采样周期的电流量测向量；为第k-1个采样周期的过程噪声；为第k个采样周期测量噪声；为非线性状态函数；为量测函数；

65、所述非线性离散状态方程用于描述扩展状态模型在相邻采样周期之间的递推关系，所述量测方程用于建立扩展状态模型与电流量测向量之间的对应关系。

66、进一步地，所述步骤34）中根据先验状态及先验协方差矩阵生成sigma点，所述sigma点用于表征先验状态及其不确定性；并将所述sigma点代入扩展状态模型中的非线性离散状态方程进行传播，根据传播后的sigma点及其权值，得到扩展状态向量的预测状态和预测协方差矩阵，表达式为：

67、；

68、；

69、；

70、其中，为扩展状态向量的维数；i为sigma点序号；第k-1个采样周期量测更新后的第个sigma点； 为由第k-1个采样周期传播至第k个采样周期的第个sigma点；和分别为第个sigma点的均值权值和协方差权值；为第k个采样周期基于第k-1个采样周期信息得到的扩展状态预测值；为第k个采样周期基于第k-1个采样周期信息得到的预测协方差矩阵；为第k-1个采样周期的过程噪声协方差矩阵。

71、进一步地，所述步骤35）中将传播后的sigma点通过量测方程进行映射，并根据各预测量测点及其权值计算预测电流量测向量，如下：

72、；

73、根据当前采样周期的实际电流量测向量与所述预测电流量测向量之间的偏差，对扩展状态向量的预测状态及预测协方差矩阵进行量测更新，具体如下：

74、；

75、；

76、其中，为第k个采样周期的预测电流量测向量；为第k个采样周期无迹卡尔曼增益；为第k个采样周期量测更新后的完整扩展状态估计向量；为第k个采样周期量测更新后的协方差矩阵；为第k个采样周期的预测量测协方差矩阵。

77、进一步地，所述步骤35）中的从完整扩展状态估计向量中分别提取基波电流状态分量和谐波状态分量具体过程为：

78、；

79、其中，为去谐波电流估计值；为谐波状态估计值。

80、进一步地，所述步骤4）具体包括：

81、41）将电流量测向量与去谐波电流估计值进行比较，得到谐波补偿误差；

82、42）采用比例积分调节，根据d轴、q轴谐波补偿误差分别生成对应的谐波电压补偿分量。

83、进一步地，所述步骤41）中电流量测向量与去谐波电流估计值之间的差值用于表征实际电流中的谐波偏差，所述谐波补偿误差的表达式为：

84、；

85、其中，为第k个采样周期的谐波补偿误差；和分别为第k个采样周期的轴、轴谐波补偿误差；和分别为第k个采样周期的轴、轴电流量测值；和分别为第k个采样周期的轴、轴去谐波电流估计值。

86、进一步地，所述步骤42）中比例积分调节，根据所述谐波补偿误差生成对应的谐波电压补偿量，用于后续修正基准控制输入，所述谐波电压补偿量为：

87、；

88、；

89、其中，为第k个采样周期的谐波电压补偿量；和分别为比例增益矩阵和积分增益矩阵；第j个采样周期的谐波补偿误差；为采样周期；和分别为第k个采样周期的轴、轴谐波电压补偿分量。

90、本发明的有益效果：

91、本发明通过在电子机械制动执行单元中设置冗余驱动电机，并使其经减速机构、滚珠丝杠、制动钳及摩擦副输出夹紧力，能够适应重载车辆较大制动夹紧力需求，并提高制动执行可靠性。

92、本发明通过制动请求输入单元、执行控制单元和功率驱动单元形成制动主执行链路，使制动请求能够转换为冗余驱动电机的实际控制输入，从而保证制动指令能够有效作用于电子机械制动执行单元。

93、本发明通过信号采集单元和坐标变换单元获取冗余驱动电机的电流量测向量，为谐波状态估计单元提供实时输入，从而提高谐波状态估计和后续补偿控制的实时性。

94、本发明通过将谐波状态估计单元划分为状态建模模块、参数初始化模块、状态预测模块、量测更新模块及估计输出模块，使谐波状态估计过程具有清晰的输入、处理和输出关系，便于控制方法的工程实现。

95、本发明中根据电流量测向量与去谐波电流估计值之间的偏差生成谐波电压补偿量，并将所述谐波电压补偿量按照与谐波电流作用相反的方向作用于基准控制输入，能够对冗余驱动电机的实际控制输入进行动态修正，从而减小谐波对电磁转矩和夹紧力输出的影响。

96、本发明将制动请求、信号采集、谐波估计、补偿控制和制动执行形成闭环流程，能够提高重载车辆电子机械制动系统在高强度制动工况下的夹紧力输出稳定性。