一种由LC实现ZVS的图腾柱无桥PFC变换器及控制方法

本发明涉及电力电子功率因数校正技术，特别是一种由lc实现zvs的图腾柱无桥pfc变换器及控制方法。

背景技术：

1、近年来，随着现代电力电子技术的快速发展，各类用电设备对电能质量的要求不断提高，尤其是在数据中心电源、新能源充电、工业开关电源、便携式充电设备等需要交流-直流的电能变换的场景中前级必须加入功率因数校正电路来提高电能质量，减小谐波污染，增加电能的利用率。

2、boost pfc变换器作为最传统的功率因数校正电路因其设计简单和成本较低等优点被广泛应用，但它存在二极管反向恢复问题，以及电感电流只能工作在电流连续或断续模式下，导致其开关管一般都是工作在硬开关，开关损耗较大，效率较低，而且开关频率也无法做到很高。图腾柱无桥pfc是在传统boost pfc变换器上进行优化设计得到的，它使用两个开关管代替整流桥上的两个二极管，并且把升压电感放置在变换器输入侧，从而省去了boost pfc变换器前端用于整流功能的整流桥。虽然图腾柱无桥pfc相较于其他pfc拓扑具有器件少、功率密度高、共模噪声低等优点，但由于其开关管在大多数时间仍工作在硬开关，在开关过程中电压和电流存在重叠，会产生很大的开关损耗。现有的实现变换器软开关的方法是通过控制电感电流，使电感电流可以有负电流，从而可以在开关管导通之前把它上面结电容的电荷带走，实现零电压开通，但这种方法往往需要四个开关管才可以实现电流的反向流动，使得变换器的成本进一步增大。

3、因此，研究出一种既可以实现开关管全范围零电压开通，保证其变换器的效率，又不能使变换器的成本过多增加，是本领域研究人员亟待解决的问题。

技术实现思路

1、针对现有技术中存在的缺陷，本发明公开了一种由lc实现zvs的图腾柱无桥pfc变换器，该变换器在传统图腾柱无桥pfc上增加了一条lc支路，该支路连接在开关节点和地之间，当变换器上管导通时，负电流可以通过lc支路进行续流，同时产生的负电流也带走了开关管结电容的电荷，使得变换器可以实现全范围的零电压导通，同时，由于lc支路的存在，前端的升压电感可以工作在电流连续模式，大大减小了高频纹波的影响。

2、为了实现上述目的，本发明采用的技术方案为：一种由lc实现zvs的图腾柱无桥pfc变换器，包括主功率电路和控制电路，其中主功率电路包括输入交流电压源vin、第一开关管 q1、第二开关管q2、第一二极管d1、第二二极管d2、主电感lb、zvs电感lg、zvs电容cg、第一结电容c1、第二结电容c2和输出电容co；控制电路包括输入电压比较模块、输出电压比较模块、pi调节器、单片机、pwm模块、信号选择模块、电流比较模块、交流输入差分采样电路、输出电压采样电路、电流采样电路。

3、变换器的输入交流电压源vin一端与主电感lb相连，另一端与第二二极管d2的负极相连，主电感lb接第一开关管q1的源极和第二开关管q2的漏极，第一开关管q1的漏极与第一二极管d1的负极相连，第二开关管q2的源极与第二二极管d2的正极相连，第一开关管q1的源极和第二开关管q2的漏极相连于开关节点a，第一二极管d1的正极与二极管d2的负极相连于节点b，lc支路中的zvs电感lg和zvs电容cg相串连，lc支路一端连接在开关节点a，另一端连接在第二二极管d2的正极，第一结电容c1并联在第一开关管q1两端，第二结电容c2并联在第二开关管q2两端，输出电容co的一端分别与第一开关管q1的漏极与第一二极管d1的负极相连，另一端与lc支路中的zvs电容cg相连，第二开关管q2的源极和第二二极管d2的正极相连。

4、交流输入差分采样电路分别与输入交流电压源vin和输入电压比较模块连接，输入电压比较模块连接单片机，输出电压采样电路一端连接输出电容co，另一端连接输出电压比较模块和单片机，输出电压比较模块分别连接参考电压vref、pi调节器和输出电压采样电路，pi调节器连接单片机，单片机产生的mux信号进入信号选择模块，单片机计算得到的开关管关断时间toff信号进入pwm模块用于产生升压管信号pwm_b和同步整流管信号pwm_sr，pwm_b和pwm_sr分别进入信号选择模块，用于对应生成第一开关管q1和第二开关管q2的驱动信号，电流采样电路采集主电感lb与zvs电感lg的电流之和ia，电流采样电路的输出与两个电流比较模块的输入端相连，两个电流比较模块的另一个输入端分别连接于参考电流ic和-ic，电流比较模块的输出端与信号选择模块相连生成ncd信号进入pwm模块。

5、一种由lc实现zvs的图腾柱无桥pfc变换器的控制方法，控制方法分为数字控制和模拟控制两部分。

6、模拟控制的具体步骤如下：

7、步骤1、交流输入差分采样电路采集输入交流电压源vin的火线电压和零线电压，并送入输入电压比较模块对输入交流电压和进行差分运算，得到输入交流电压。

8、步骤2、输出电压采样电路对输出电容co两端的电压进行采样，得到输出电压vo，将其送入输出电压比较模块中与基准电压vref进行比较，得到误差电压vea。

9、步骤3、将误差电压vea发送到pi调节器中，基于uin、vo、vea、实现zvs的最小电流izvs、zvs电感lg的感值lgv和主电感lb的感值lbv，计算一个开关管的关断时间toff，另一个开关管互补导通。

10、步骤4、在工频正半周期，将电流采样电路采样得到的电流ia与单片机发出的参考电流ic送入电流比较模块进行比较，电流比较模块产生的ncd信号用于关闭第二开关管q2。在工频负半周期，将电流采样电路采样得到的电流ia与单片机发出的参考电流-ic送入电流比较模块进行比较，电流比较模块产生的ncd信号用于关闭第一开关管q1，在正负半周中，第一开关管q1和第二开关管q2的导通时序是相反的，在正半周期中第二开关管q2作为升压开关管，第一开关管q1作为同步整流管，在负半周中第一开关管q1作为升压开关管，第二开关管q2作为同步整流管，所以对第一开关管q1和第二开关管q2的pwm信号的选择使用信号选择模块实现，在工频正半周期第二开关管q2的pwm信号为pwm_b，第一开关管q1的pwm信号为pwm_sr，在工频负半周期第二开关管q2的pwm信号为pwm_sr，第一开关管q1的pwm信号为pwm_b。

11、数字控制的具体步骤如下：

12、步骤ⅰ、单片机的adc读取输入电压采样电路采集到的输入电压uin和输出电压采样电路采集到的输出电压vo以及pi调节器发出的误差电压信号vea。

13、步骤ⅱ、将采样得到的电压信号在单片机中进行转化，得到与实际电压信号一致的电压值用于计算开关管的关断时间toff，同时单片机判断输入电压uin的正负，当uin>0时，单片机发出判断信号mux=1，当uin<0时，单片机发出判断信号mux=0。

14、步骤ⅲ、根据步骤2中计算得到的开关管的关断时间toff来控制单片机中的高级定时器计数的大小，关断定时器通过单片机的外部触发来实现，模拟电流比较电路发出的ncd信号进入单片机后作为外部触发的信号源，ncd信号触发后关断定时器。

15、步骤ⅳ、参考电流ic和-ic由单片机的dac功能产生，在单片机中将采样得到的输入电压uin进行转化，得到参考电流信号并配置双通道输出在模拟电路中与电流采样模块采集的电流ia进行比较。

16、变换器在正半周期和负半周期的工作模态是对称的，对于交流输入电压源正半周期，变换器的工作模态如下：

17、模态一，t0时刻~t1时刻：第二开关管q2导通，第一开关管q1关断，主电感lb和zvs电感lg两端的电压为输入电压uin，电感电流线性上升，电流ia为主电感lb和zvs电感lg的电流之和，也线性上升。

18、模态二，t1时刻~t2时刻：死区时间，第二开关管q2和第一开关管q1都关断，电流ia给第一结电容c1放电，给第二结电容c2充电，此过程时间很短，可认为电流ia恒定。

19、模态三，t2时刻~t3时刻：第一开关管q1零电压开通，第二开关管q2关断，主电感lb和zvs电感lg两端的电压为uin-vo，电感电流线性下降，到t3时刻电流ia下降为0。

20、模态四，t3时刻~t4时刻：电流ia反向流动，负电流通过第一开关管q1和lc支路形成回路，到t4时刻第一开关管q1关断，电流下降到最小值。

21、模态五，t4时刻~t5时刻：死区时间，第二开关管q2和第一开关管q1都关断，电流ia给第二结电容c2放电，给第一结电容c1充电，此过程时间很短，可认为电流ia恒定。

22、模态六，t5时刻~t6时刻：由于反向电流的存在，第二开关管q2的结电容c2上的电荷可以被完全放掉，所以在t5时刻第二开关管q2零电压开通，主电感lb和zvs电感lg两端电压为输入电压uin，电感电流线性上升，此模态结束后进入下一个开关周期。

23、本发明与现有技术相比，其显著优点为：本发明提出的一种由lc实现zvs的图腾柱无桥pfc变换器相较与基本图腾柱无桥pfc，减少了开关管的使用数量仍可以实现全范围的零电压开通，提高了变换器的工作效率，降低了变换器的成本；大幅度减小了输入侧升压电感的电流纹波大小，减小了电网侧电流谐波的影响，使emi滤波器的设计更为简单。