一种快速自适应调节电感电流过零检测电路

1.本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种快速自适应调节电感电流过零检测电路，可应用于同步dc-dc降压变换器中检测电感电流。


背景技术：

2.如图1所示，在同步dc-dc降压变换器中包含功率管、整流管、电感、电容、分压电阻、检测单元、逻辑控制单元、驱动单元等。当功率管pm1打开整流管nm1关闭时输入电压对电感l和电容充电，打开的功率管可以看做一个阻值很小的电阻r
dson
，故sw端电压v
sw
＝v
in-i
l
·rdson
随电感电流i
l
的上升而下降；经过系统一系列反馈控制后，pm1关闭nm1打开，此时电感电流方向不变幅值下降，sw端电压在开关切换后的瞬间变为负值此时v
sw
＝-i
l
·rdson
，随后随着i
l
的上升而缓慢上升。由dc dc工作原理可知i
l
的平均值等于负载电流，当负载电流较大时，电感电流也会较大故通常在一个周期内不会降为零，此时系统工作在ccm模式；当负载电流较小时，电感电流也会较小在一个周期内可能会降为零，此时系统工作在dcm模式。在i
l
下降到0时需要准确及时关断整流管，如果在i
l
还未降到0时就关闭了整流管nm1，则nm1的体二极管会导通续流产生不必要的能量消耗；如果在i
l
已经为负值了才关闭整流管nm1则需要输出电容c1去提供额外的能量维持电流。为了保证系统的稳定性及较高的效率，需要电感电流过零检测电路在电感电流降到零时及时关断整流管。
3.现有的传统电感电流过零检测技术是通过在整流管nm1的两端并联小尺寸的采样管来采样电感电流，或者通过检测sw端电压的变化来判断电感电流的状态，但由于系统的延时、比较器失调和一些寄生参数的影响，传统的过零检测电路往往不能恰好在电感电流到零时关闭同步整流管。有些电路通过提前计算好延迟时间调整比较器的参考电压以达到让整流管提前关闭的目的，这种方式由于延迟时间固定不能在很宽泛的条件下达到很高的检测精度及时关闭整流管且当检测出现偏差时不能做到自适应调节。还有一些电路通过检测过零检测比较器翻转时sw端电压的状态判断关断整流管时i
l
的状态，通过计数器的加减产生相应的数字编码再经过dac去调节比较器参考电压实现自适应调节，此方法由于是用计数的原理实现只能以一定的步长去调节参考电压，也不能很精确地调节参考电压做到精准检测，且当偏差较大时可能需要几个周期才能调节到理想状态系统反应较慢。


技术实现要素：

4.针对上述背景技术中存在的问题，提出一种快速自适应调节电感电流过零检测电路，可以实现对过零检测电路的自适应调节，并且可实现在不同负载情况下过零检测电路能自动稳定切换且在ccm状态时关断自适应延迟单元和自适应电压调节单元降低检测电路的功耗。
5.一种新的快速自适应调节电感电流过零检测电路，可以在同步dc-dc降压型变换器工作在dcm模式时通过快速自适应调节实现及时准确的电感电流过零检测。如图2所示电路工作原理为在系统工作在dcm模式时，先通过比较电路检测sw端电压判断电感电流是否
过零，在每次sw端电压检测单元的比较器输出翻转后再通过sw端电压去产生自适应延迟时间，在自适应延迟时间内产生自适应调节电压去调节检测电路中的比较器的参考电压vn，进而保证下个周期的精准过零检测。其中还包含dcm ccm模式切换电路，通过过零检测信号和功率管导通信号实现dcm ccm模式稳定切换，使系统在大负载ccm模式时能及时关闭自适应延迟单元，自适应电压调节单元，以保证过零检测电路有较低的功耗以及在各种负载条件下稳定运行。
6.本发明提出了一种快速自适应调节电感电流过零检测电路，主要有以下优点：
7.1.本发明通过采样过零检测比较器翻转后短时间内的sw端电压来产生自适应延迟时间和自适应调节电压去自适应调节过零检测比较器的参考电压，因为延迟时间和调节电压都严格与sw电压相关，因此可以实现对过零检测电路的自适应调节。且由于本发明提出的调节方式由模拟的方式实现，没有调节步长限制，当上个检测周期偏差较大时，也能被迅速调整确保下个周期过零检测比较器的准确判断及时关断整流管。
8.2.本发明还包含一种dcm ccm模式判断电路，可实现在不同负载情况下过零检测电路能自动稳定切换且在ccm状态时关断自适应延迟单元和自适应电压调节单元降低检测电路的功耗。
附图说明
9.图1为本发明背景技术中的系统应用图。
10.图2为本发明实施例中的快速自适应调节电感电流过零检测电路原理图。
11.图3为本发明实施例中的过零检测时可能出现的三种情况。
12.图4为本发明实施例中的自适应延迟单元电路原理图。
13.图5为本发明实施例中的dcm ccm模式判断单元电路原理图。
14.图6为本发明实施例中的dcm ccm模式判断工作时序图。
15.图7为本发明实施例中的dcm ccm切换时系统关键信号图。
具体实施方式
16.下面结合说明书附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明。
17.本发明的典型应用场景如图1所示，可用在电流模pwm-pfm型同步整流dc-dc降压变换器中。本发明所提出的快速自适应电感电流检测电路如图2所示，共由四个单元组成，分别为sw端电压比较单元、自适应延时单元、自适应电压调节单元、dcm ccm模式判断单元。
18.如图2所示，当系统设定为pfm-pwm模式且负载电流较小时系统处于dcm工作模式，四个单元均正常工作，sw端电压检测单元判断i
l
是否过零，当检测到i
l
过零时比较器翻转，自适应电压调节单元在自适应延迟单元产生的延迟时间内去自适应地调节比较器参考电压；当负载电流较大时dcm ccm模式判断电路使dcm信号由高到低翻转进入ccm模式并关闭自适应延迟单元和自适应电压调节单元。
19.在需要宽负载范围内电流模pwm-pfm型同步整流dc-dc降压变换器的开关频率稳定时，需要把系统被设定为强制pwm模式时，此模式牺牲转换效率换取较为稳定的开关频率。在强制pwm模式下允许电感电流为负值，此时sw端电压比较单元正常工作，自适应延迟单元、自适应电压调节单元、dcm ccm模式判断单元不工作，并通过nm10把电阻r4短掉以使
sw端电压比较单元功能变为检测电感电流最小限流值。
20.下面将通过对系统子模块具体工作原理的讲解来详细说明整个系统的工作原理。
21.sw端电压比较单元是先通过电流转电压的结构得到vp和vn，再通过比较器comp对vp和vn进行比较，其中电流偏置部分采用cascode结构用nm3(nm5)管屏蔽电源电压的变化对nm4(nm6)管的影响，减小沟道长度调制效应对偏置电流的影响。当sw电压变化时nm4的源极电压会跟着变化进而使i1变化，通过r2和r3把i1和i4的大小关系转为vp和vn的大小关系，comp为栅级输入电压比较器，比较器内部通过比较vp和vn的大小去决定comp_out的输出是高电平还是低电平。
22.自适应延时单元主要是由nm1 nm2 pm1 pm2组成的放大器和nm3 pm5 c1组成的可调延时单元组成，nm2为共栅级接法源极输入漏极输出，i1和r1把sw电压的变化转移到vgate，再通过nm1和pm2组成的二极管接法的pmos做负载的共源级放大后转换为pm4的栅极电压进而控制电流i3的变化。通过控制由i3的大小可以控制pm5对c1的充电时间进而控制延时时间。
23.自适应电压调节单元主要由amp，ea和电容c1和c2组成，在il_zero为高电平的时间内对c1充电得到v_c1，同时误差放大器ea放大vref1和v_c1差值后通过对c2充放电得到输出电压v_tune，在il_zero为低电平时nm9断开通过c2保持电压v_tune去通过pm8调节电流i3，其中amp接成单位增益的形式用来在il_zero信号为低电平时使v_c1的电压复位到vref1。
24.dcm ccm模式判断单元通过四个带复位功能的d触发器的级联实现分频计数的功能，其中dff2-dff4分别输出q1-q4，再通过与逻辑门识别是否q1-q4都为高电平，进而判断系统进入dcm模式。当负载电流增大时电感电流不再过零，reset信号为低电平则计数器输出q1-q4全部被拉低，进而判断系统退出dcm模式进入ccm模式。
25.如图2所示，根据所给fpwm信号不同和负载情况不同sw端电压检测单元有三种不同工作模式分别为pfm-pwm模式中的dcm模式、pfm-pwm模式中的ccm模式、强制pwm模式。
26.如图1、2所示当fpwm为0时，且负载较小时系统工作在pfm-pwm模式，当功率管打开整流管关闭时电感电流上升，sw端电压v
sw
＝v
in-i
l
·rdson
，当功率管关闭整流管导通时电感电流下降，sw端电压v
sw
＝-i
l
·rdson
，故在i
l
降到0时sw端电压也为0。nm1-nm6为电流镜偏置电路，为电路提供偏置电流。其中r2＝r3故当i1＝i4时vp＝vn比较器翻转。其中整流管导通时sw端电压随着il下降而上升。设定合适的r2、r3、r4、r5、r6的值使得当sw端电压由一个负值逐渐上升到0时v
gs4
＝v
gs6
，此时电流i1＝i4比较器两端电压vp＝vn，比较器输出信号comp_out由低到高翻转。若由于比较器失调、器件的寄生参数影响、工作环境改变等导致il未到0时比较器输出就翻转了则此时sw端电压为小于0此时可能会导致整流管的寄生体二极管导通续流；若il已经小于0了比较器的输出才翻转则此时电流会发生倒灌，反向电流会流经同步整流管的衬底引起额外的损耗。
27.当负载较大时，电感电流的平均值也较大，电感电流不再过零，dcm ccm模式判断单元输出ccm为高电平，通过与逻辑门or1使at_off信号变为高电平，此时关闭自适应延迟单元、自适应电压调节单元。当系统负载减小触发过零检测信号时经过dcm ccm判断模块会使ccm输出低电平，重新打开自适应延迟单元、自适应电压调节单元。
28.是否选择fpwm模式是由人为给定的的模式选择信号fpwm决定，当fpwm被设定为高
电平时系统进入fpwm模式，此模式下允许电感电流为负值。fpwm为高电平时通过与逻辑门or1使at_off信号变为高电平，此时关闭自适应延迟单元、自适应电压调节单元。同时nm10把电阻r4短掉以使sw端电压比较单元功能变为检测电感电流最小限流值。比较器输出信号comp_out与fpwm信号进行与逻辑得到i
l
_min信号。当i
l
_min信号为高时表明电感电流达到最小限流值。
29.自适应延迟时间单元的电路原理图如图4所示。当at_off为高电平或者lson为低电平时delay_on为低电平，pm3打开nm2关闭，电路不工作；当at_off为低电平lson为高电平时delay_on为高电平，pm3关闭nm2打开，电路开始工作。利用对电容充放电的原理对整流管导通信号lson进行延迟。在图4中由电容充电公式可知可得延迟时间延迟时间δ
t
与电流i3成反比。通过sw电压控制充电电流则可实现自适应延迟。具体为通过采样lson由高到低翻转后的sw电压来产生v
gate
信号v
gate
＝i1·
r1 v
sw
v
dsnm2
控制电流i2的大小，sw电压越低则v
gate
越低，在保证nm1能导通的情况下i2随sw电压降低而降低。pm2与pm4构成电流镜结构故i3也随sw电压的降低而降低。当lson的下降沿到来时pm5打开给电容充电，由上面分析可知不同的sw电压下pm5会流过不同的电流去给电容c1充电，进而产生不同的延时时间。当sw电压较小时充电电流也较小，此时电容很慢地被充到下一级反相器翻转的阈值电压故可以得到一个较大的延时时间；当sw端电压较大时充电电流也较大，此时电容很快地被充到下一级反相器翻转的阈值电压故得到一个较小的延迟时间。规定在sw＝0时产生的延迟时间为t0，sw较小时得到的延迟时间为t1，sw较大时得到的延迟时间为t2，由上述分析可知t2《t0《t1。
[0030] 关断后sw电压电容充电电流自适应延迟时间理想状态0i3t0整流管关断过早小于0小于i3t1》t0整流管关断过晚大于0大于i3t2《t0[0031]
图2中间虚线框内部分为自适应调节单元的原理图。把强制pwm信号与ccm信号经过或逻辑得到自适应调节单元得开关信号at_off，当系统工作在fpwm模式或者ccm模式得时候关闭自适应延时单元和自适应电压调节单元，当系统工作在dcm模式的时候at_off信号为低电平此时pm4、pm5打开，也即打开自适应电压调节单元。
[0032]
电路工作原理为在每个检测周期内，比较器的输出comp_out由低到高翻转后会使lson信号由高到低翻转，先通过自适应延迟单元将lson延迟t得到lson_delay信号，再将lson_delay信号与comp_out经过与逻辑门得到il_zero脉冲信号。在il_zero为高电平也即延迟时间内nm8打开pm7关闭，电流i2在sw电压控制下对电容c1充电，同时由误差放大器ea对c1上极板的电压v_c1与vref1进行误差放大得到自适应调节电压v_tune，再通过v_tune控制pm8的gate端产生调节电流i3，调节电流i3去调整下个周期的比较器的参考电压vn。在il_zero为低电平也即非延迟时间内pm7打开通过amp对电容c1进行电压归位保证每次充电时电容电压都是从vref1开始上升；nm9断开以保证在对c1进行电压归位时调节电压v_tune不受影响。
[0033]
如图2、3所示，在理想状态下比较器刚好在sw＝0时翻转则，比较器输出信号comp_out与经过自适应延迟单元产生的lson_delay信号通过与逻辑产生il_zero脉冲信号，脉冲宽度为延迟时间t0。在t0时间内pm7关闭nm8打开，sw电压控制下产生的电流i20去给电容c1充电，使电容电压在vref1的基础上升高到vc10，vc10经过误差放大器ea得到v_tune0信号，在该信号的控制下得到i30与i4一起得到比较器的理想参考点vn0。理想参考点vn0可以保证每次检测时及时准确地关断整流管。在il_zero为低电平也即非延迟时间内pm7打开通过amp对电容c1进行电压归位保证下次充电时电容c1电压是从vref1开始上升；同时nm9断开以保证在对c1进行电压归位时调节电压v_tune0不受影响。
[0034]
如图2、3所示，如果比较器翻转过早也即在sw小于0时就翻转，在较小的sw电压下lson下降沿产生较大的延迟时间t1，和较大的充电电流i21。在较大的il_zero脉冲高电平信号时间t1内pm7关闭nm8打开，较大的充电电流i21给电容c1充电，使电容电压在vref1的基础上升高到vc11，vc11经过误差放大器ea得到较小的v_tune1信号，在该信号的控制下得到i31与i4一起得到比较器的参考点vn1。vn1＞vn0，较大的vn1能使下个周期检测时比较器能晚点翻转实现自适应调节功能。在il_zero为低电平也即非延迟时间内pm7打开通过amp对电容c1进行电压归位保证下次充电时电容c1电压是从vref1开始上升；同时nm9断开以保证在对c1进行电压归位时调节电压v_tune1不受影响。
[0035]
如图2、3所示，如果比较器翻转过晚也即在sw大于0后才翻转，在较大的sw电压下lson下降沿产生较小的延迟时间t2，和较小的充电电流i22。则在il_zero脉冲高电平信号时间t2内pm7关闭nm8打开，较小的充电电流i22给电容c1充电，使电容电压在vref1的基础上升高到vc12，vc12经过误差放大器ea得到较大的v_tune2信号，在该信号的控制下得到较小的i32与i4一起得到较小比较器的参考点vn2。vn2《vn0，较小的vn2能使下个周期检测时比较器能早点翻转实现自适应调节功能。在il_zero为低电平也即非延迟时间内pm7打开通过amp对电容c1进行电压归位保证下次充电时电容c1电压是从vref1开始上升；同时nm9断开以保证在对c1进行电压归位时调节电压v_tune2不受影响。
[0036][0037]
图5为自适应调节单元的原理图，图6为该单元的工作时序图，图7为dcm ccm切换时系统关键信号图。当过零检测比较器得到一个il_zero脉冲信号时经过sr锁存器使q为高电平此后经过一段时间功率管打开信号hson到来使q为低电平且经过dff1后hson的高电平采到q_delay的高电平得到reset高电平信号使dff2-dff4开始计数。经过计数周期后当q1-q4都为1时使得en_cnt由高到低翻转停止计数再经过inv4使得dcm信号由低到高翻转系统进入dcm模式。后面负载电流较小时每个周期都会有il_zero脉冲信号，保持reset信号为高电平，en_cnt为低电平。当负载电流增大时电感电流不再过零，不再产生il_zero脉冲信号则q被hson拉低后不再被拉高，q保持为低电平，等下个周期hson信号到来时通过dff1使得
reset信号为低电平则计数器输出q1-q4全部被拉低使得en_cnt由低到高翻转，dcm由高到低翻转，系统退出dcm模式进入ccm模式。
[0038]
以上所述仅为本发明的较佳实施方式，本发明的保护范围并不以上述实施方式为限，但凡本领域普通技术人员根据本发明所揭示内容所作的等效修饰或变化，皆应纳入权利要求书中记载的保护范围内。