DCDC变换器的控制方法、DCDC变换器及充电机与流程

dcdc变换器的控制方法、dcdc变换器及充电机
技术领域
1.本发明涉及电动汽车技术领域，具体而言，涉及一种dcdc变换器的控制方法、dcdc变换器及充电机。


背景技术：

2.常用车载充电器(obc，obc的英文全称为“on-board charger”，意思是“车载充电器”)的充电水平为3.3千瓦，因为车载充电器装载在车辆上，并在几个小时内为高能电池组充电，因此其尺寸和重量受到限制；由于obc通常从交流公用电网为电池充电，充电器通常由功率因数校正(pfc，pfc的英文全称为“powerfactor correction”，意思是“功率因数校正”)和隔离直流-直流变换器组成；由于尺寸的限制，要求dcdc变换器具有高转换效率。
3.在现有obc中dcdc变换器部分常用的是移相全桥(psfb，psfb的英文全称为“phase-shifted full-bridge”，意思是“移相全桥”)或谐振变换器；psfb结构简单，易于控制，且能实现零电压开关(zvs，zvs的英文全称是“zero voltage switch”，意思是“零电压开关”)；但是，psfb中滞后支路的零电压开关受漏感能量的影响，使得实现零电压开关范围较小，而且psfb在关断时是硬关断，关断损耗较大；另外，桥式谐振变换器，如串联谐振变换器和谐振转换电路，虽然能在较大范围实现零电压导通，但是由于开关频率较高，而且开关管关断处于硬关断，导致关断损耗大，影响整体效率，且电压增益不高。


技术实现要素：

4.基于此，本发明提供一种能够拓宽电压增益、减少开关损耗的dcdc变换器的控制方法、dcdc变换器及充电机。
5.一方面，本发明提供一种dcdc变换器的控制方法，所述dcdc变换器包括：正极输入端、负极输入端、第一变压器、第一功率开关管、钳位单元、第一整流器件、第二滤波电容、第一电容、第二变压器、第二电容、第一电感、第二整流器件和第三滤波电容；
6.所述第一变压器包括第一原边绕组和第一副边绕组；所述第一原边绕组的第一端与所述第一副边绕组的第二端互为同名端；所述第一变压器包括原边励磁电感；
7.所述正极输入端与所述第一原边绕组的第一端连接；所述第一副边绕组的第一端与所述第二滤波电容的第一端连接；所述第一副边绕组的第二端与所述第一整流器件的第二端连接；所述第一整流器件的第一端与所述第二滤波电容的第二端连接；
8.所述钳位单元的一端与所述第一原边绕组的第二端连接；所述钳位单元的另一端与所述正极输入端或所述负极输入端连接；
9.所述第二变压器包括第二原边绕组和第二副边绕组；所述第二原边绕组的第一端与所述第二副边绕组的第一端互为同名端；所述第二变压器包括原边励磁电感；
10.所述第一电容的第一端与所述第一功率开关管的漏极连接；所述第一电容的第二端与所述第二原边绕组的第一端连接；所述第二原边绕组的第二端与所述第一功率开关管的源极连接；所述第二副边绕组的第一端与所述第二电容的第一端连接；所述第二电容的
第二端与所述第一电感的第一端连接；所述第二电容的第二端还与所述第二整流器件的第二端连接；所述第二整流器件的第一端与所述第三滤波电容的第一端连接；所述第三滤波电容的第二端与所述第二副边绕组的第二端连接；所述第二副边绕组的第一端还与所述第二整流器件的第二端连接；所述第三滤波电容的第二端与所述第二副边绕组的第二端连接；
11.所述控制方法包括：根据dcdc变换器的目标输出电压和实际输出电压向第一功率开关管和钳位单元发送驱动信号。
12.可选地，所述钳位单元包括第二功率开关管和钳位电容器；所述第二功率开关管与所述钳位电容器串联连接；所述第一原边绕组的第二端与所述第二功率开关管的源极连接；所述钳位电容器的第一端与所述第二功率开关管的漏极连接，所述钳位电容器的第二端与所述负极输入端连接；
13.所述根据dcdc变换器的目标输出电压和实际输出电压向第一功率开关管和钳位单元发送驱动信号，包括：
14.根据dcdc变换器的目标输出电压和实际输出电压向第一功率开关管和第二功率开关管发送驱动信号。
15.可选地，向所述dcdc变换器第一功率开关管发送的驱动信号与向所述第二功率开关管发送的驱动信号互补；
16.或，所述第一功率开关管关断后延迟预设时间，开启所述第二功率开关管，所述第二功率开关管的关断时间由所述第一功率开关管下一周期的导通时间决定。
17.本发明提供的dcdc变换器的控制方法，可实现高电压增益，通过驱动该钳位单元以抑制第一功率开关管上的浪涌电压，并回收储存在变压器的励磁电感和漏感能量，实现第一功率开关管零电压导通和零电压关断，从而减少开关损耗。应用本发明实施例提供的dcdc变换器的控制方法，可提高整体效率，降低器件应力，减少器件成本。
18.又一方面，本发明还提供一种dcdc变换器，包括：正极输入端、负极输入端、第一变压器、第一功率开关管、钳位单元、第一整流器件、第二滤波电容、第一电容、第二变压器、第二电容、第一电感、第二整流器件和第三滤波电容；
19.所述第一变压器包括第一原边绕组和第一副边绕组；所述第一原边绕组的第一端与所述第一副边绕组的第二端互为同名端；所述第一变压器包括原边励磁电感；
20.所述正极输入端与所述第一原边绕组的第一端连接；所述第一副边绕组的第一端与所述第二滤波电容的第一端连接；所述第一副边绕组的第二端与所述第一整流器件的第二端连接；所述第一整流器件的第一端与所述第二滤波电容的第二端连接；
21.所述钳位单元的一端与所述第一原边绕组的第二端连接；所述钳位单元的另一端与所述正极输入端或所述负极输入端连接；
22.所述第二变压器包括第二原边绕组和第二副边绕组；所述第二原边绕组的第一端与所述第二副边绕组的第一端互为同名端；所述第二变压器包括原边励磁电感；
23.所述第一电容的第一端与所述第一功率开关管的漏极连接；所述第一电容的第二端与所述第二原边绕组的第一端连接；所述第二原边绕组的第二端与所述第一功率开关管的源极连接；所述第二副边绕组的第一端与所述第二电容的第一端连接；所述第二电容的第二端与所述第一电感的第一端连接；所述第二电容的第二端还与所述第二整流器件的第
二端连接；所述第二整流器件的第一端与所述第三滤波电容的第一端连接；所述第三滤波电容的第二端与所述第二副边绕组的第二端连接；所述第二副边绕组的第一端还与所述第二整流器件的第二端连接；所述第三滤波电容的第二端与所述第二副边绕组的第二端连接。
24.可选地，所述钳位单元包括第二功率开关管和钳位电容器；所述第二功率开关管与所述钳位电容器串联连接；所述dcdc变换器还包括控制器，所述控制器具体用于根据目标输出电压和实际输出电压向所述第一功率开关管和所述第二功率开关管发送驱动信号。
25.可选地，所述第一原边绕组的第二端与所述第二功率开关管的源极连接；所述钳位电容器的第一端与所述第二功率开关管的漏极连接，所述钳位电容器的第二端与所述负极输入端连接。
26.可选地，所述第一整流器件为二极管；和/或，所述第二整流器件为二极管。
27.可选地，所述dcdc变换器还包括第一滤波电容，所述正极输入端与所述第一滤波电容的第一端连接；所述负极输入端与所述第一滤波电容的第二端连接；所述第一原边绕组的第一端与所述第一滤波电容的第一端连接；所述第二原边绕组的第二端与所述第一滤波电容的第二端连接。
28.可选地，所述dcdc变换器还包括正极输出端和负极输出端；所述第二滤波电容的第一端还与所述正极输出端连接；所述第三滤波电容的第二端与所述负极输出端连接。
29.所述dcdc变换器包含上述dcdc变换器的控制方法相对于现有技术所具有的优势，在此不再赘述。
30.又一方面，本发明还提供一种充电机，包括上述dcdc变换器。所述充电机包含上述dcdc变换器相对于现有技术所具有的优势，在此不再赘述。
附图说明
31.图1为本发明一实施例提供的dcdc变换器的示意图；
32.图2为本发明实施例的dcdc变换器处于第一工作模态的示意图；
33.图3为本发明实施例的dcdc变换器处于第二工作模态的示意图；
34.图4为本发明另一实施例提供的dcdc变换器的示意图；
35.图5为本发明又一实施例提供的dcdc变换器的示意图；
36.图6为本发明实施例的dcdc变换器的工作关键波形示意图之一；
37.图7为本发明实施例的dcdc变换器的工作关键波形示意图之二。
具体实施方式
38.为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。
39.如图1所示，本发明实施例提供一种dcdc变换器，该dcdc变换器包括正极输入端、负极输入端、第一变压器t1、第一功率开关管s1、第一整流器件、第二滤波电容ce2、第一电容c1、第二变压器t2、第二电容c2、第一电感l3、第二整流器件和第三滤波电容ce3。dc作为整个dcdc变换器的输入电源，与dcdc变换器的正极输入端及负极输入端连接，dc可以是单颗电池、电池组或电源。
40.结合图2至图3所示，第一变压器t1包括第一原边绕组和第一副边绕组；第一原边绕组的第一端与第一副边绕组的第二端互为同名端；第一变压器包括原边励磁电感l1和原边漏感lik。正极输入端与第一原边绕组的第一端连接；第一原边绕组的第二端与第二功率开关管s2的源极连接；第二功率开关管s2的漏极与负极输入端连接；第一副边绕组的第一端与第二滤波电容ce2的第一端连接；第一副边绕组的第二端与第一整流器件的第二端连接；第一整流器件的第一端与第二滤波电容ce2的第二端连接；第一电容c1的第一端与第一功率开关管s1的漏极连接。
41.dcdc变换器还包括钳位单元。钳位单元的一端与第一原边绕组的第二端连接。钳位单元的另一端与正极输入端连接；或者，钳位单元的另一端与负极输入端连接。工作时，控制器根据目标输出电压和实际输出电压向第一功率开关管和钳位单元发送驱动信号。
42.该电路输入输出电压关系为：
43.vo＝(m n)*vin*d/(m*n*(1-d))；
44.其中，n为所述第一变压器的匝比，m为所述第二变压器的匝比，d为第一功率开关管s1的占空比，vo为所述正极输出端和所述负极输出端之间的电压，vin为所述正极输入端和所述负极输入端之间的电压。
45.假设变压器t1和t2原副边比值为n＝m＝1，可得：
46.vo＝2*vin*d/(1-d)；
47.当占空比为33％时，vin≈vo；当占空比大于33％，变换器处于升压模式；当占空比小于33％时，变换器处于降压模式。
48.本发明实施例所提供的dcdc变换器，可实现高电压增益，该钳位单元用于抑制第一功率开关管s1上的浪涌电压，并回收储存在变压器的励磁电感和漏感能量，实现第一功率开关管零电压导通和零电压关断，从而减少开关损耗。应用本实施例提供的dcdc变换器，可提高整体效率，降低器件应力，减少器件成本。
49.具体地，如图1所示，钳位单元包括第二功率开关管s2和钳位电容器cc，第二功率开关管s2与钳位电容器cc串联连接。工作时，控制器根据目标输出电压和实际输出电压向第一功率开关管s1和第二功率开关管s2发送驱动信号。
50.第一原边绕组的第二端与第二功率开关管s2的源极连接。钳位电容器cc的第一端与第二功率开关管s2的漏极连接，钳位电容器cc的第二端与负极输入端连接。
51.在其他可选的实施例中，结合图4所示，也可以采用如下方式：钳位电容器cc的第一端与正极输入端连接，钳位电容器cc的第二端与第二功率开关管s2的漏极连接，第二功率开关管s2的源极与第一原边绕组的第二端连接；此实施例中钳位单元中钳位电容cc和第二功率开关管s2与变换器的连接关系发生变化，该实施例的工作原理与本实施例类似，此处不再赘述。
52.其中，在其他可选的实施例中，结合图5所示，也可以采用如下方式：钳位电容器cc的第一端第二功率开关管s2的源极连接，钳位电容器cc的第二端与第一原边绕组的第二端连接，第二功率开关管s2的漏极与负极输入端连接；此实施例中钳位单元中钳位电容器cc和第二功率开关管s2与变换器的连接关系发生变化，该实施例的工作原理与本实施例类似，此处不再赘述。该实施例中第二功率开关管s2与第一功率开关管s1驱动信号均可低侧驱动，可减少高侧驱动电路，硬件成本更优。
53.第二变压器t2包括第二原边绕组和第二副边绕组；第二原边绕组的第一端与第二副边绕组的第一端互为同名端；第二变压器包括原边励磁电感l2。第一电容c1的第一端与第一功率开关管s1的漏极连接；第一电容c1的第一端还与第二功率开关管s2的源极连接；第一电容c1的第二端与第二原边绕组的第一端连接；第二原边绕组的第二端与第一功率开关管s1的源极连接；第二副边绕组的第一端与第二电容c2的第一端连接；第二电容c2的第二端与第一电感l3的第一端连接；第二电容c2的第二端还与第二整流器件的第二端连接；第二整流器件的第一端与第三滤波电容ce3的第一端连接；第三滤波电容ce3的第二端与第二副边绕组的第二端连接；第二副边绕组的第一端还与第二整流器件的第二端连接；第三滤波电容ce3的第二端与第二副边绕组的第二端连接。
54.可选地，第一整流器件为二极管；和/或，第二整流器件为二极管。
55.具体地，第一整流器件为二极管，第二整流器件为二极管；第一整流器件的第一端为二极管d1的输出端，第一整流器件的第二端为二极管d1的输出端；第二整流器件的第一端为二极管d2的输入端，第二整流器件的第二端为二极管d2的输出端。可选的，在其他实施例中，第一整流器件为二极管，第二整流器件为功率开关管；或者，第一整流器件为功率开关管，第二整流器件为二极管；或者，第一整流器件和第二整流器件为功率开关管。
56.具体地，dcdc变换器还包括第一滤波电容ce1，正极输入端与所第一滤波电容ce1的第一端连接；负极输入端与第一滤波电容ce1的第二端连接；第一原边绕组的第一端与第一滤波电容ce1的第一端连接；第二原边绕组的第二端与第一滤波电容ce1的第二端连接。
57.下面对本发明具体实施例提供的dcdc变换器的工作原理进行说明：
58.图2和图3中，深色表示器件运行，浅色表示暂停运行。
59.如图2所示，在第一工作模态下：定义图2所示电流箭头方向为正方向，第一变压器t1可以看成由原边励磁电感l1、副边励磁电感(图中未示出)、原边漏感lik和理想变压器组成，第二变压器t2可以看成由励磁电感l2和理想变压器组成。iin为变换器输入电流，it1为流过理想变压器t1的电流，il1为流过原边励磁电感l1的电流，iclamp为流过钳位单元的电流，ic1为流过第一电容c1的电流，il2为流过原边励磁电感l2的电流，it2为流过理想变压器t2的电流，ic2为流过第二电容c2的电流，il3为流过第一电感l3的电流，id2为流过二极管d2(第二整流器件)的电流，id1为流过二极管d1(第一整流器件)的电流。
60.具体工作过程：
61.【t0-t2】时间段内，变换器工作在第一工作模态。
62.死区时间【t0-t1】：第一功率开关管s1和第二功率开关管s2均处于关断状态，此时第一电容c1、第一功率开关管s1的寄生电容coss和原边励磁电感l2构成放电回路，t0时刻电容c1、电感l2电流处于最大值，电感l2开始释放能量给电容c1充电，由于流过第一功率开关管s1的电流ids方向反向，相当于第一功率开关管s1寄生电容coss放电，使得coss上电压迅速降低为0，为第一功率开关管s1在t1时刻零电压导通(zvs)作准备。
63.在t0时刻有：
64.il1_min ids_neg＝ic1_max＝il2_max；
65.其中，il1_min为流过原边励磁电感l1的最小电流，ids_neg为第一功率开关管s1的负向电流，ic1_max为流过第一电容c1的最大电流，il2_max为流过原边励磁电感l2的最大电流；
66.【t1-t2】：第一功率开关管s1零电压(zvs)导通，电感l1电流开始上升，在t2时刻达到最大值，此时电感l1两端电压为vin；电感l2在t1时刻开始释放能量给电容c1充电，当电感l2能量释放完毕后，电容c1释放能量，此时ic1、il2电流方向反向；在t2时刻，流过第一功率开关管s1的电流为：
67.ids_max＝il1_max ic1_neg_max；
68.其中，ids_max为第一功率开关管上最大电流，il1_max为流过电感l1的电流的最大值，ic1_neg_max为流过电容c1的反向电流的最大值。
69.在t1时刻，第一变压器t1的副边二极管d1截止，此时id1＝0，由第二滤波电容ce2为负载供电。
70.在t2时刻，第二变压器t2电容c2放电给第一电感l3充电，此时ic2＝il3。二极管d2截止，id2＝0，由输出滤波电容ce3为负载供电。【t2-t4】时间段内，变换器工作在第二工作模态下。
71.死区时间【t2-t3】：在t2时刻，电感l1、第一功率开关管s1电流达到最大值，第一功率开关管s1关断，此时第一功率开关管s1两端电压还未建立，第二功率开关管s2的体二极管导通，给钳位电容器cc充电，使得第一功率开关管s1两端电压上升缓慢，当ids达到最大值时，第一功率开关管s1两端电压几乎为0，即实现了第一功率开关管s1的零电压关断。在t3时刻，第二功率开关管s2导通，继续给钳位电容cc充电。
72.【t3-t4】：第一功率开关管s1关断、第二功率开关管s2导通，此时第一功率开关管s1两端电压缓慢上升，当第一功率开关管s1两端电压上升至vin nvo1时，钳位电容电压vclamp＝vds_s1＝vin nvo1，停止充电，iclamp＝0。vds_s1开关管s1的d、s两端的电压；vo1是第二滤波电容ce2两端的电压。
73.在t3时刻，电感l1释放能量，电感l1上电流最大值为：
74.il1_max＝ic1 it1_p。
75.其中，it1_p是变压器t1的原边电流。
76.电感l1为第一电容c1、电感l2充电，同时向第一变压器t1、第二变压器t2副边传递能量，此时二极管d1导通，id1给第二滤波电容ce2充电；第二滤波电容c2充电，第一电感l3释放能量，此时二极管d2导通，给第三滤波电容ce3充电，流过二极管d2的电流为：
77.id2＝ic2 il3。
78.当第一功率开关管s1两端电压低于vin nvo1时，钳位单元开始释放能量，给电容c1、电感l2充电，二极管d1、d2实现零电流截止。
79.在t4时刻，第二功率开关管s2关闭，电感l2中电流值达到最大，电感l1中电流值达到最小值，为下一周期第一功率开关管s1零电压导通做准备。
80.第二功率开关管具体地，dcdc变换器还包括正极输出端和负极输出端；第二滤波电容ce2的第一端还与正极输出端连接；第三滤波电容ce3的第二端与负极输出端连接。
81.正极输出端和负极输出端之间的电压满足：
82.vo＝(m n)*vin*d/(m*n*(1-d))；
83.其中，n为所述第一变压器的匝比，m为所述第二变压器的匝比，d为第一功率开关管的占空比，vo为所述正极输出端和所述负极输出端之间的电压，vin为所述正极输入端和所述负极输入端之间的电压。
84.本发明还提供一种dcdc变换器的控制方法，应用于如上述dcdc变换器，所述控制方法包括：根据dcdc变换器的目标输出电压和实际输出电压向第一功率开关管和钳位单元发送驱动信号。
85.具体地，钳位单元包括第二功率开关管s2和钳位电容器cc；第二功率开关管s2与钳位电容器cc串联连接；第一原边绕组的第二端与第二功率开关管s2的源极连接；钳位电容器cc的第一端与第二功率开关管s2的漏极连接，钳位电容器cc的第二端与负极输入端连接。
86.则所述根据dcdc变换器的目标输出电压和实际输出电压向第一功率开关管s1和钳位单元发送驱动信号，包括：
87.根据dcdc变换器的目标输出电压和实际输出电压向第一功率开关管s1和第二功率开关管s2发送驱动信号。
88.可选的，向第一功率开关管s1发送的驱动信号和向第二功率开关管s2发送的驱动信号互补。在其他实施方式中，第一功率开关管s1关断后延迟一定时间，开启第二功率开关管s2，第二功率开关管s2的关断时间由第一功率开关管s1下一周期的导通时间决定；采用该方式，在驱动信号非互补的情况下，第二功率开关管s2的开关损耗更小。
89.具体地，在本实施例中，定义图2所示电流箭头方向为正方向，变压器t1可以看成由电感l1和理想变压器组成，变压器t2可以看成由电感l2和理想变压器组成；其中，iin为变换器输入电流，it1为流过理想变压器t1的电流，il1为流过电感l1的电流，iclamp为流过钳位单元的电流，ic1为流过电容c1的电流，il2为流过电感l2的电流，it2为流过理想变压器t2的电流，ic2为流过电容c2的电流，il3为流过电感l3的电流，id2为流过二极管d2的电流，id1为流过二极管d1的电流。结合图6至图7所示，【t0-t2】时间段内，变换器工作在第一工作模态。
90.死区时间【t0-t1】：第一功率开关管s1和第二功率开关管s2均处于关断状态，此时电容c1、第一功率开关管s1的寄生电容coss和电感l2构成放电回路，t0时刻电容c1、电感l2电流处于最大值，电感l2开始释放能量给电容c1充电，由于流过第一功率开关管s1的电流ids方向反向，相当于第一功率开关管s1寄生电容coss放电，使得coss上电压迅速降低为0，为第一功率开关管s1在t1时刻零电压导通(zvs)作准备。
91.在t0时刻有：
92.il1_min ids_neg＝ic1_max＝il2_max；
93.其中，il1_min为流过原边励磁电感l1的最小电流，ids_neg为第一功率开关管s1的负向电流，ic1_max为流过第一电容c1的最大电流，il2_max为流过原边励磁电感l2的最大电流。
94.【t1-t2】：第一功率开关管s1零电压(zvs)导通，电感l1电流开始上升，在t2时刻达到最大值，此时电感l1两端电压为vin；在t1时刻，电感l2释放能量给电容c1充电，当电感l2能量释放完毕后，电容c1释放能量，此时ic1、il2电流方向反向；在t2时刻，流过第一功率开关管s1的电流为：
95.ids_max＝il1_max ic1_neg_max；
96.其中，ids_max为流过第一功率开关管的最大电流，il1_max为流过电感l1的电流的最大值，ic1_neg_max为流过第一电容c1的反向电流的最大值。
97.第一变压器t1的副边二极管d1截止，此时id1＝0，由第二滤波电容ce2为负载供电。
98.第二变压器t2电容c2放电给第一电感l3充电，此时ic2＝il3；二极管d2截止，id2＝0，由输出滤波电容ce3为负载供电。
99.【t2-t4】时间段内，变换器工作在第二工作模态。
100.死区时间【t2-t3】：在t2时刻，电感l1、第一功率开关管s1电流达到最大值，第一功率开关管s1关断，此时第一功率开关管s1两端电压还未建立，第二功率开关管s2的体二极管导通，给钳位电容cc充电，使得第一功率开关管s1两端电压上升缓慢，当ids达到最大值时，第一功率开关管s1两端电压几乎为0，即实现了第一功率开关管s1的零电压关断。在t3时刻，第二功率开关管s2导通，继续给钳位电容cc充电。
101.【t3-t4】：第一功率开关管s1关断、第二功率开关管s2导通，此时第一功率开关管s1两端电压缓慢上升，当第一功率开关管s1两端电压上升至vin nvo1时，钳位电容电压vclamp＝vds_s1＝vin nvo1，停止充电，iclamp＝0；vds_s1开关管s1的d、s两端的电压；vo1是第二滤波电容ce2两端的电压。
102.在t3时刻，电感l1释放能量，电感l1上电流最大值为：
103.il1_max＝ic1 it1_p；
104.其中，it1_p是变压器t1的原边电流。
105.电感l1为第一电容c1、电感l2充电，同时向第一变压器t1、第二变压器t2副边传递能量，此时二极管d1导通，id1给第二滤波电容ce2充电。第二滤波电容c2充电，第一电感l3释放能量，此时二极管d2导通，给第三滤波电容ce3充电，流过二极管d2的电流为：
106.id2＝ic2 il3；
107.当第一功率开关管s1两端电压低于vin nvo1时，钳位单元开始释放能量，给电容c1、电感l2充电，二极管d1、d2实现零电流截止。
108.在t4时刻，第二功率开关管s2关闭，电感l2中电流值达到最大，电感l1中电流值达到最小值，为下一周期第一功率开关管s1零电压导通做准备。
109.该电路输入输出电压关系为：
110.vo＝(m n)*vin*d/(m*n*(1-d))；
111.其中，n为所述第一变压器的匝比，m为所述第二变压器的匝比，d为第一功率开关管s1的占空比，vo为所述正极输出端和所述负极输出端之间的电压，vin为所述正极输入端和所述负极输入端之间的电压。
112.假设变压器t1和t2原副边比值为n＝m＝1，可得：
113.vo＝2*vin*d/(1-d)；
114.当占空比为33％时，vin≈vo；当占空比大于33％，变换器处于升压模式；当占空比小于33％时，变换器处于降压模式。结合图6至图7所示，当第一功率开关管s1断开时，由于第一电容c1的存在，使得第一功率开关管s1两端电压从零缓慢上升至vin nvo1，从而降低了第一功率开关管s1的关断损耗，提高整个dcdc变换器的效率。
115.当开关管s1截止关断时，输入电压vin会给第一功率开关管s1的结电容充电，由于第一电容c1与第一功率开关管s1处于并联关系，且第一电容c1的容值远大于第一功率开关管s1的结电容，使得第一功率开关管s1两端电压从零缓慢上升至vin nvo1。
116.如图7中t1至t2时间段的vds1波形所示，若在t2时间开关管s1两端电压vds1快速上升至vin nvo1，而由于电感l1的存在开关管s1两端电流不能突变，根据瞬时功率损耗ploss＝vds1*ids1可知，损耗会很大，而本方案中开关管s1电压在t1时间vds1为零，使得关断时损耗几乎为零，即实现了零电压关断方式，提高了变换器的效率。
117.本发明实施例提供的dcdc变换器的控制方法，基于上述dcdc变换器，可实现高电压增益，通过驱动该钳位单元以抑制第一功率开关管上的浪涌电压，并回收储存在变压器的励磁电感和漏感能量，实现第一功率开关管零电压导通和零电压关断，从而减少开关损耗。应用本发明实施例提供的dcdc变换器的控制方法，可提高整体效率，降低器件应力，减少器件成本。
118.本发明还提供一种充电机，包括上述dcdc变换器。充电机与上述dcdc变换器相对于现有技术所具有的优势基本相同，在此不再赘述。
119.需要说明的是，在本文中，诸如“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。以上所述仅是本发明的具体实施方式，使本领域技术人员能够理解或实现本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所申请的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
120.虽然本发明公开披露如上，但本发明公开的保护范围并非仅限于此。本领域技术人员在不脱离本发明公开的精神和范围的前提下，可进行各种变更与修改，这些变更与修改均将落入本发明的保护范围。