具有调节器的无LDO无线功率接收器的制作方法

具有调节器的无ldo无线功率接收器
1.优先权要求
2.本技术是于2020年7月16日提交的美国专利申请no.16/930,651的部分继续申请，该申请的全部内容通过引用结合于此。
技术领域
3.本发明涉及无线功率传输领域，并且明确地说，涉及硬件，硬件的操作技术和用于致使桥式整流器基于电压和电流反馈两者执行整流和调节功能两者的方法。


背景技术：

4.便携式智能电话、智能手表、音频输出设备(耳塞，耳机)和可佩戴物的便携式电子设备以电池电源操作，而不是来自通过有线传输线和分配系统传输到其的有线功率。用于这种装置的电池通常是可再充电的，因此，需要一种对这种电池再充电的方式。
5.大多数便携式电子设备包括通常符合微型usb或usb－c标准的充电端口，连接到电源的电源线可以插入到该充电端口中以提供对它们的电池的再充电。然而，这种充电端口可能使得难以增强电子装置的防水性，并且易于因重复使用而损坏。此外，一些较小的便携式电子设备(例如，耳塞和智能手表)可能缺乏提供充电端口的可用空间。此外，一些用户可能发现将电源线插入电子设备的充电端口以对该设备的电池充电是麻烦的。
6.因此，为了解决这些问题，已经开发了无线功率传输。如图1中所示，典型的现有技术无线功率传输系统10利用发射器11和接收器15，发射器11包括形成串联谐振l，c网络的传输线圈lp和串联电容cp，其由来自电源12(通常为有线连接，但在一些情况下为电池)的功率驱动，生成时变电场，接收器15包括形成类似串联谐振l，c网络的接收器线圈ls和串联电容cs，其中时变电场感应ac电流。存在其它可能的配置，其中l，c在初级侧和/或次级侧并联，提供四种可能的方案：串行－串行，串行－并行，并行－串行和并行－并行。根据应用，每个方案可以呈现一些优点和/或缺点，并且串行－串行配置在移动设备市场的最近发展中被最广泛地使用。接收器15包括桥式整流器16(包括所示的二极管d1－d4)，其整流ac电流以生成dc电流，该dc电流将连接到调节器17的输入节点nin的储能电容器ctank充电到调整器输入电压。调整器17(通常为低压差放大器)在其输出节点nout处生成经调节的输出电压，所述输出电压被提供给负载(由负载电阻r1和负载电容c1表示)。
7.虽然这种现有技术的无线功率传输系统10是功能性的且广泛使用，但由于其使用大功率mos装置，所以调整器17的使用消耗大量集成电路面积。由于此类无线功率传输系统10主要用于便携式电子装置中，因此该面积消耗是不合需要的。因此，需要进一步开发无线功率传输系统。


技术实现要素：

8.这里公开了一种桥式整流器和相关的控制电路，其共同形成“调节器(regtifier)”，能够对输入时变电压进行整流以及调节所生成的整流输出电压。为了实现
这一点，在所谓的“同相调节”中，可以通过模拟控制(以增加那些晶体管的导通电阻)或通过脉冲宽度调制(以在相位结束之前关断那些晶体管)来调制在给定相位期间导通的桥式整流器的晶体管的栅极电压。可替换地或附加地，在所谓的“反相调节”中，可以导通桥式整流器的晶体管，否则该晶体管在给定相位期间将断开，以帮助耗散过量的功率并由此调节输出电压。
9.控制晶体管的栅极电压所基于的反馈包括整流输出电压和流入负载的感测电流二者。负载可以由调节器直接供电，或者负载可以由调节器供电的电压转换器供电。在负载由稳压器供电的电压转换器供电的情况下，反馈替代地基于跨负载的电压和流入负载的感测电流。
附图说明
10.图1是现有技术的无线功率传输系统的示意性框图。
11.图2是本文所揭示的无线功率传输系统的示意性框图，其中桥式整流器还执行调节功能，从而使得能够缺少额外的电压调节电路。
12.图3是示出当反馈回路控制桥式整流器以执行同相串行电压调节时，图2的无线功率传输系统在操作中的电压的时序图。
13.图4是图2的无线功率传输系统的示意性框图，其展示其在图3的同相串行电压调节的相位a期间的操作。
14.图5是图2的无线功率传输系统的示意性框图，其展示其在图3的同相串行电压调节的相位b期间的操作。
15.图6是示出当反馈回路控制桥式整流器以执行反相并行电压调节时，图2的无线功率传输系统在操作中的电压的时序图。
16.图7是图2的无线功率传输系统的示意性框图，其展示其在图6的反相并行电压调节的相位a期间的操作。
17.图8是图2的无线功率传输系统的示意性框图，其展示其在图6的反相串行电压调节的相位b期间的操作。
18.图9是示出当反馈回路控制桥式整流器以执行低侧同相串行电压调节时，图2的无线功率传输系统在操作中的电压的时序图。仅在此实例中在低侧上应用所述调节以允许更好地了解根据本文所揭示的无线功率传输系统施加到低侧的驱动信号与根据现有技术施加到高侧的常规驱动信号之间的实质差异。
19.图10是示出当反馈回路控制桥式整流器以执行低侧反相并行电压调节时，图2的无线功率传输系统在操作中的电压的时序图。
20.图11是示出操作中的图2的无线功率传输系统的电压的时序图，其中反馈回路在控制桥式整流器以执行同相串行电压调节和控制桥式整流器以执行反相并行电压调节之间切换，示出了在功率传输期间传输的ask符号。
21.图12是示出当使用基于同相串行电压调节的pwm操作时，反馈信号fb的数字化和调制晶体管的pwm控制的时序图。
22.图13是示出当反馈回路控制桥式整流器以执行基于同相串行电压调节的低侧pwm时，图2的无线功率传输系统在操作中的电压的时序图。
23.图14是示出当反馈回路控制桥式整流器以执行基于同相串行电压调节的低侧pwm时可用的三种不同pwm控制技术的时序图。
24.图15是图2的调节器的替代构造的示意图。
25.图16是示出当反馈回路控制桥式整流器以使用图16的调节器执行基于同相串行电压调节的低侧pwm时可用的pwm控制技术之一的时序图。
26.图17a是图2的控制器内的ac1和ac2信号以及相关生成的ga和gb信号的时序图。
27.图17b是在图2的控制器内用于生成ga和gb信号的滞后比较器的输出/输入传递函数。
28.图17c是用于生成ga信号的滞后比较器的示意图。
29.图17d是用于生成gb信号的滞后比较器的示意图。
30.图18a是示出用于在同相串行电压调节和反相并行电压调节之间切换图2的调节器的图2的控制器内的模式选择电路的示意图。
31.图18b是示出用于在同相串行电压调节和反相并行电压调节之间切换图2的调节器并支持基于pwm的同相串行电压调节的图2的控制器内的模式选择电路的示意图。
32.图18c是说明作为反馈回路的放大器和比较器的存在的示意图。
33.图19是示出当反馈回路控制桥式整流器以执行同相串行电压调节以及反相并行电压调节时，图2的无线功率传输系统在操作中的电压的时序图。
34.图20是示出用于执行同相串行电压调节和反相并行电压调节之间的飞行模式切换的控制器的组件的框图。
35.图21是操作图20的模式切换电路以在执行同相串行电压调节和反相并行电压调节之间切换调节器的方法的流程图。
36.图22是示出当反馈回路控制桥式整流器以执行低侧反相并行电压调节时，图2的无线功率传输系统在操作中的电压的时序图。注意，这里，对反馈信号的反馈生成进行滤波，从而伪静态地驱动桥式整流器的晶体管的栅极。
37.图23是示出当反馈回路控制桥式整流器以执行低侧反相并行电压调节时图2的无线功率传输系统在操作中的电压的时序图。注意，这里，对反馈信号的反馈生成进行滤波，从而伪静态地驱动桥式整流器的晶体管的栅极。
38.图24是示出当反馈回路控制桥式整流器以执行低侧同相串行电压调节时，图2的无线功率传输系统在操作中的电压的时序图。注意，这里，对反馈信号的反馈生成进行滤波，从而伪静态地驱动桥式整流器的晶体管的栅极。
39.图25是示出当反馈回路控制桥式整流器以执行低侧同相串行电压调节时，图2的无线功率传输系统在操作中的电压的时序图。注意，这里，对反馈信号的反馈生成进行滤波，从而伪静态地驱动桥式整流器的晶体管的栅极。
40.图26是本文所揭示的无线功率传输系统的示意性框图，其中桥式整流器基于电压和电流监视两者来执行调节功能，从而使得能够缺少额外的电压调节电路。
41.图27是示出当电压反馈回路和电流反馈回路同时且并行地控制桥式整流器以基于电压和电流反馈执行同相调节时，以及当电压反馈回路和电流反馈回路同时且并行地控制桥式整流器以基于电压和电流反馈执行反相调节时，图26的无线功率传输系统的电压的时序图。
42.图28是示出在启动时图28的调节器中的浪涌电流的急剧上升的曲线图，尽管事实上整流的输出电压尚未达到其稳定状态电平。
43.图29是图26的发送器和调节器在启动期间的示意图，示出了浪涌电流所采用的路径。
44.图30是图26的发送器和调节器在启动期间的示意图，示出了基于电流反馈使用反相调节对涌流的控制。
45.图31是示出用于在同相调节和反相调节之间切换图26的调节器的图26的控制器内的模式选择电路的示意图。
46.图32是本文所揭示的无线功率传输系统的示意性框图，其中桥式整流器基于电压和电流监测两者执行调节功能，其与额外电压转换器一起使用以给电池供电。
47.图33是本文所揭示的无线功率传输系统的示意性框图，其中桥式整流器基于电压和电流监测两者执行调节功能，其与额外电压转换器一起使用以给电池供电，其中从由额外电压转换器生成的输出电压和输出电流获取反馈。
48.图34是示出当电压反馈回路和电流反馈回路同时且并行地控制桥式整流器以基于电压和电流反馈执行同相调节时，以及当电压反馈回路和电流反馈回路同时且并行地控制桥式整流器以基于电压和电流反馈执行反相调节时，图33的无线功率传输系统的电压的时序图。
49.图35是示出在启动时图33的调节器中的浪涌电流的急剧上升的曲线图，尽管事实上整流的输出电压尚未达到其稳定状态电平。
50.图36是图33的发送器和调节器在启动期间的示意图，示出了基于电流反馈使用反相调节对涌流的控制。
51.图37是当对作为负载的电池充电时由图33的无线功率传输系统生成的电池电压和输出电压的曲线图。
具体实施方式
52.以下公开使得本领域技术人员能够制造和使用本文公开的主题。在不脱离本公开的精神和范围的情况下，本文描述的一般原理可以应用于除以上详述的那些之外的实施例和应用。本公开不旨在限于所示的实施例，而是与符合本文公开或建议的原理和特征的最宽范围一致。注意，当晶体管在下面描述为“导通”时，这意味着那些晶体管在线性区或饱和区工作，而不在截止区工作。
53.a.硬件描述
54.现在参考图2描述包括发射器21和接收器22的无线功率传输系统20。发射器21包括耦合到串联谐振发射器线圈lp和电容cp的ac电压源12。接收器22包括耦合在节点ac1和ac2之间的串联谐振接收器线圈ls和电容cs，以及由耦合在节点n1和接地之间的晶体管m1－m4形成的“调节器”25(当使用下述技术控制时也能够进行电压调节的桥式整流器)。
55.所述寄存器由以下项形成：n沟道晶体管m1，其漏极连接节点n1、源极连接节点ac1、栅极耦合接收控制信号g1；n沟道晶体管m4、其漏极连接节点ac1、源极接地、栅极耦合接收控制信号g4；n沟道晶体管m3，其漏极连接到节点n1、源极连接到节点ac2、栅极耦合接收控制信号g3；以及n沟道晶体管m2，其具有连接到节点ac2的漏极、连接到接地的源极，以
及被耦合以接收控制信号g2的栅极。
56.放大器23具有被耦合以接收参考电压vref(其被设置为等于节点n1处的期望输出电压vrect)的反相输入端子，耦合到节点n1的非反相输入端子，以及耦合到控制电路24并生成反馈信号fb的输出端子。负载连接在节点n1和接地之间，并且由电阻器r1和电容器c1表示。控制电路24本身接收来自反馈信号fb的输入，并据此生成用于晶体管m1－m4的控制信号g1－g4。
57.如将在下面详细解释的，控制电路24生成控制信号g1－g4，以使得调节器25对在接收器线圈ls中感应的ac电流进行整流，以生成整流的输出电压vrect，并且同时适当地调制控制信号g1－g4中的一个或多个，以耗散过量的功率，从而调节输出电压vrect。通过耗散过量的功率，由调节器25传送到负载的功率可以被控制并且保持在期望的电平内，而不使用单独的分立电压调节电路。
58.因此，放大器23和控制电路24形成反馈回路。
59.b。使用同相串行电压调节的操作
60.现在描述在由控制电路24控制的同相串行电压调节方案下的无线功率传输系统20的操作。
61.图3的曲线图中示出了节点ac1和ac2处的信号的波形迹线。注意，当ac1处的信号为正时，将其标记为相位a，当ac2处的信号为正时，将其标记为相位b，并且ac1和ac2处的信号彼此相位相差180
°
。
62.在与ac1的正相位和ac2的负相位相对应的相位(phase)a期间，控制器24生成控制信号ga并将其驱动到高电压(足以使晶体管m1－m2完全导通的电平)，并且控制器24生成控制信号gb并将其拉到低电压(使晶体管m3－m4完全截止的电平)。相反，在相位b期间，控制器24将控制信号gb驱动到高电压，并且控制器24将控制信号ga拉到低电压。控制器24生成晶体管m1－m4的栅极电压g1－g4，并且g1－g4的值取决于控制信号ga和gb的电压值、反馈信号fb的电压和当前相位。
63.当由调节器25传递到负载的输入功率大于由负载消耗的功率量时，节点n1处的电压vrect上升到大于参考电压vref，引起反馈信号fb上升。当反馈信号fb上升时，控制电路24调制来自g1－g4中的适当的栅极电压，以便将相关的晶体管m1－m4置于操作的线性区域(欧姆区域)中，并增加这些晶体管的漏源电阻，引起过量的输入功率在调节器25的激活的晶体管m1－m4内耗散。该调制在整个操作中继续，结果是电压vrect保持接近参考电压vref。
64.当栅极电压g1－g4的调制不发生时，栅极电压g1－g2等于控制信号ga的电压。
65.1.晶体管栅极的模拟控制
66.更详细地，如图3所示，栅极电压g1和g2在相位a期间被调制，使得晶体管m1和m2不完全导通，增加晶体管m1和m2的漏源电阻，引起晶体管m1和m2中的超过常规操作的额外功率耗散；栅极电压g3和g4保持拉低，使得晶体管m3和m4保持截止。在图4中可以看到晶体管m1－m4的这种配置。
67.在相位b期间，如图3所示，栅极电压g3和g4被调制，使得晶体管m3和m4不完全导通，从而增加晶体管m3和m4的漏源电阻，引起晶体管m3和m4中的额外功率耗散超过常规操作；栅极电压g1和g2保持拉低，使得晶体管m1和m2保持截止。在图5中可以看到晶体管m1－
m4的这种配置。
68.该操作方案被称为同相串行调节，这是因为在给定相位期间常规上完全导通的晶体管m1－m4被电导率调制，结果如图4－5所示，通过增加在该方法期间在到负载的主电流路径中串行的元件内的电导率和电压降来实现功率耗散。
69.注意，在相位a期间，栅极电压g1和g2的电压电平不需要被调制以增加它们相应的晶体管m1和m2的漏源电阻，而是仅栅极电压g1或g2之一可以被调制以增加其相应的晶体管m1或m2的漏源电阻，而另一控制信号可以保持为高以保持其相应的晶体管m1或m2完全导通。
70.类似地，在相位b期间，栅极电压g3和g4的电压电平不需要被调制以增加它们相应的晶体管m3和m4的漏源电阻，而是仅栅极电压g3或g4之一可以被调制以增加其相应的晶体管m3或m4的漏源电阻，而另一控制信号可以保持为高以保持其相应的晶体管m3或m4完全导通。
71.相对于系统耗散的过量功率的最大量，将理解/考虑将该技术应用于一个或多个元件的选择。
72.作为每次调制一个晶体管m1－m4，并且在栅极电压的每个脉冲上调制不平坦的这种操作形式的示例，图9示出了使用同相串行调节操作的无线功率传输系统20的附加波形。这里，可以看出，在相位a期间，晶体管m2的栅极电压g2(其导通晶体管m2)从5.0v的稳定高电压拉到小于4v，而晶体管m1的栅极电压g1(其导通晶体管m1)保持高，并且晶体管m3和m4的栅极电压g3和g4保持低。这里，还可以看出，在相位b期间，晶体管m4的栅极电压g4(其导通晶体管m4)从5.0v的稳定高电压拉到小于4v，而晶体管m3的栅极电压g3(其导通晶体管g3)保持高，并且晶体管m1和m2的栅极电压g1和g2保持低。
73.注意，当栅极电压g2和g4从全高被向下拉以便调制晶体管m2和m4的导通电阻时，这对于这些栅极电压的大约一半脉冲被执行。然而，如果需要在该布置上消耗额外的功率，则栅极电压g2和g4将从完全高或长于这些栅极电压的脉冲的一半而被向下拉低，以便将晶体管m2和m4的导通电阻m4的导通电阻调制为更长周期的时间。栅极电压的形状主要由反馈回路的增益生成。这些技术显然适用于同时调制两个晶体管的情况。
74.上述同相串行电压调节方案特别适用于由调节器25输出的电压vrect相对较低并且期望耗散的过量功率相对较低的情况。
75.注意，由放大器23和控制电路24形成的反馈回路可以以足够的速度操作，使得其在周期到周期的基础上作出反应，使得控制电路24能够在执行同相串行电压调节时在周期到周期的基础上改变栅极电压g1－g4的生成(意味着栅极电压g1－g4自然地将依靠反馈回路增益而在每个周期期间基于周期的交替内的输入功率而在运行中自调节以具有不同的形状和幅度，使得栅极电压g1－g4可以开始具有一个幅度的周期，但是该幅度可以在周期的一部分期间改变)。这种反馈技术可以在图9的曲线图中观察到，其中反馈信号fb在每个相位期间生成，使得控制信号g1－g4能够在周期到周期的基础上改变。
76.然而，在一些情况下，由放大器23和控制电路24形成的反馈回路与由发射器21发射的信号的频率相比可缓慢地操作。这样，反馈信号fb的生成不是基于周期到周期的，而是反馈信号fb的生成被滤波，允许伪静态地驱动晶体管m1－m4的栅极。当使用反相并行调节操作时，显示这种操作模式的波形可以在图22－23中看到，而当使用同相串行调节操作时，
可以在图24－25中看到。
77.2.晶体管栅极的pwm控制
78.在上面给出的描述中，晶体管m1－m4的栅极电压g1－g4由控制电路24以模拟方式调制，以执行同相串行电压调节。现在，描述用于使用脉冲宽度调制(pwm)来调制晶体管m1－m4的栅极电压g1－g4以执行同相串行电压调节的技术。
79.操作m1－m4中待调节的晶体管的栅极的第一种方式涉及简单的开关pwm。这里，放大器23被配置为比较器，以提供反馈信号fb作为数字输出，生成脉冲fb，在脉冲fb期间输出电压vrect超过参考电压vref。在该脉冲期间，响应于fb的上升，在当前相位期间完全导通的m1－m4中的晶体管由于它们相应的栅极电压被拉到接地而完全截止，从而增加功率耗散。因此，通过反馈，驱动晶体管m1－m4的栅极电压g1－g4的持续时间被调整，使得调节器25的输出脉冲持续时间刚好足够长以提供必需的功率，但是刚好足够短以耗散过量的功率。
80.在图12－13的迹线中可以看到与非pwm同相串行电压整流技术相比的该技术的简单示例，其中可以看到，这里反馈信号fb被数字化，栅极电压g1在相位a期间被保持为充分高，并且栅极电压g2在相位a的大约一半处被拉低，以增加晶体管m2的漏源电阻，从而增加功率耗散。注意，如图所示，尖峰可能出现在被调制的栅极电压g2中，并且这些尖峰可以由控制电路24过滤，例如通过使用去抖动功能。
81.在图13的示例中，低侧晶体管(m2和m4)的栅极电压g2和g4被调制，而高侧晶体管(m1和m3)的栅极电压g1和g3不被调制。然而，低侧和高侧晶体管都可以被调制。如图14中所示，在相位a期间，为了提供电压调节，栅极电压g1和g2比使用常规无线功率传输系统更早地完全关断(响应于反馈信号fb上升，如可看出，其在vrect超过vref时发生)，从而将输出电压vrect维持在所需电平且耗散过量功率。类似地，在相位b期间，为了提供电压调节，栅极电压g3和g4比使用常规无线功率传输系统更早地完全关断(响应于反馈信号fb上升)，从而将输出电压vrect维持在所需电平并耗散过量功率。
82.操作m1－m4中待调节的晶体管的栅极的第二种方式涉及修改调节器本身以生成修改的调节器25'。如图15所示，调节器25'的每个晶体管被分成彼此具有不同w/l比的两个并联耦合的晶体管，以便在单独控制时提供不同的电阻率，每个并联耦合对的晶体管的宽度和长度之和等于调节器25的相应晶体管的宽度和长度，以便在完全导通时提供与调节器25相同的总电阻率。因此，调节器25包括：并联耦合的n沟道晶体管m1和m1b，其漏极耦合到节点n1，其源极耦合到节点ac1，并且其栅极分别耦合以接收栅极电压g1和g1a；并联耦合的n沟道晶体管m4和m4b，其漏极耦合到节点ac1，其源极耦合到接地，其栅极分别耦合以接收控制信号m4和m4a；并联耦合的n沟道晶体管m3和m3a，其漏极耦合到节点n1，其源极耦合到节点ac2，并且其栅极分别耦合以接收栅极电压g3和g3a；以及并联耦合的n沟道晶体管m2和m2a，其漏极耦合到节点ac2，其源极耦合到接地，并且其栅极分别耦合以接收栅极电压g2和g2a。
83.调节器25'中的晶体管m1的面积是调节器25中的晶体管m1的面积的90％，调节器25'中的晶体管m1a的面积是调节器25中的晶体管m1的面积的10％；调节器25'中的晶体管m2的面积是调节器25中的晶体管m2的面积的90％，调节器25'中的晶体管m2a的面积是调节器25中的晶体管m2的面积的10％；调节器25'中的晶体管m3的面积是调节器25中的晶体管
m3的面积的90％，调节器25'中的晶体管m3a的面积是调节器25中的晶体管m3的面积的10％；调节器25'中的晶体管m4的面积是调节器25中的晶体管m4的面积的90％，调节器25'中的晶体管m4a的面积是调节器25中的晶体管m4的面积的10％。注意，上述晶体管m1－m4的相对尺寸可以改变，并且例如，调节器25'的晶体管m1－m4可以是调节器25的晶体管m1－m4的面积的80％，而调节器25'的晶体管m1a－m4a可以是调节器25的晶体管m1－m4的面积的20％。
84.与此一起，控制电路24'也被修改，如图15所示，以输出除了栅极电压g1－g4之外的栅极电压g1a－g4a。
85.利用这种修改的调节器25'，如图14和16所示，在相位a期间，栅极电压g1a和g2a对于整个相位都是全高的，而栅极电压g1和g2对于该相位的第一部分是全高的，然后对于该相位的剩余部分降低。类似地，在相位b期间，栅极电压g3a和g4a对于整个相位是全高的，而栅极电压g3和g4对于该相位的第一部分是全高的，然后对于该相位的剩余部分降低。使用该技术有助于避免当完全导通的晶体管截止时可能引起的噪声的引入，因为当晶体管g1和g2截止时晶体管g1a和g2a在相位a的剩余部分保持导通，并且因为当晶体管g3和g4截止时晶体管g3a和g4a在相位b的剩余部分保持导通。
86.操作m1－m4中待调节的晶体管的栅极的第三种方式涉及在第一预定恒定驱动电压和第二预定恒定驱动电压之间切换栅极电压g1－g4。如图14所示，在相位a期间，栅极电压g1和g2对于该相位的第一部分是完全高的(第一恒定驱动电压)，然后对于该相位的剩余部分下降到第二恒定驱动电压。类似地，在相位b期间，栅极电压g3和g4对于该相位的第一部分是完全高的(第一恒定驱动电压)，然后对于该相位的剩余部分下降到第二恒定驱动电压。相位a和b的第一部分可以是那些相位的总经过时间的约90％，而相位a和b的第二部分可以是那些相位的总经过时间的剩余部分。
87.应当注意，虽然操作图14中的栅极的第一种方式可能引起在晶体管关断时可能生成的噪声，而第二种方式可能在重复的时间流逝期间引起小器件中的高电流密度(10％)，但是第三种方式具有数字方法的简单性的益处，因为它仅使用两个驱动电平，而且还允许器件中的电流密度最小化，如模拟方法那样。
88.注意，由放大器23和控制电路24形成的反馈回路可以以足够的速度操作，使得其占空比在周期到周期的基础上作出反应，使得控制电路24能够在执行同相串行电压调节时在周期到周期的基础上改变栅极电压g1－g4的生成。这种反馈技术可以在图9的曲线图中观察到，其中反馈信号fb在每个相位期间生成，使得栅极电压g1－g4能够在周期到周期的基础上改变。
89.然而，在一些情况下，由放大器23和控制电路24形成的反馈回路与由发射器21发射的信号的频率相比可缓慢地操作。这样，反馈信号fb的生成不是基于周期到周期的，而是反馈信号fb的生成被滤波，引起缓慢移动的占空比，允许伪静态地驱动晶体管m1－m4的栅极。
90.c。使用反相并行电压调节的操作
91.现在描述无线功率传输系统20在由控制电路24控制的反相并行电压调节方案下的操作。
92.图6的曲线图中示出了节点ac1和ac2处的信号的波形迹线。注意，当ac1处的信号
为高时，将其标记为相位a，当ac2处的信号为高时，将其标记为相位b，并且ac1和ac2处的信号彼此相位相差180
°
。
93.在相位a期间，栅极电压g1和g2被驱动，完全导通晶体管m1和m2，而在相位b期间，栅极电压g3和g4被驱动，代之以完全导通晶体管m3和m4。通常，在给定相位期间未导通的m1－m4中的晶体管被完全关断。
94.然而，利用反相并行电压调节方案，当由调节器25传递到负载的输入功率大于由负载消耗的负载量时，节点n1处的电压vrect上升到大于参考电压vref，引起反馈信号fb上升。当反馈信号fb上升时，控制电路24调制来自g1－g4中的适当的栅极电压，以导通两个晶体管m1和m2或m3和m4中的一个或多个晶体管，这两个晶体管在当前相位期间常规地是截止的，并将这些晶体管置于工作的饱和区中。结果是这些另外导通的晶体管m1和m2或m3和m4汲取中等电流，但具有大的漏源电压，因此引起足够的功率损耗以消耗过量的输入功率。
95.更详细地，如图6所示，在相位a中，栅极电压g1和g2为高以使晶体管m1和m2完全导通，并在相位a期间保持这些晶体管完全导通。然而，在此，栅极电压g3和g4也被驱动，尽管处于比栅极电压g1和g2小的电压幅度，从而充分地导通晶体管m3和m4，晶体管m3和m4具有足以耗散超过常规操作的额外功率的漏源电压和相关阻抗。类似地，在相位b中，栅极电压g3和g4为高以使晶体管m3和m4完全导通，并在相位b期间保持这些晶体管完全导通。然而，在此，栅极电压g1和g2也被驱动，尽管其电压幅度比栅极电压g3和g4小，从而充分地导通晶体管m1和m2，其漏源电压和相关的阻抗以及漏源电流足以耗散超过常规操作的额外功率。
96.该操作方案被称为反相并行调节，因为在给定相位期间常规完全导通的晶体管m1－m4保持完全导通，而在给定相位期间常规断开的m1－m4中的晶体管被导通，足以耗散未被负载消耗的过量功率，并且因为如图7－8所示，功率耗散是通过增加元件的电导率以及创建在常规操作中被断开并且当使用所述方法操作时实际上与导通的主电流路径并联的器件中的附加电流路径来实现的。
97.注意，在相位b期间，栅极电压g1和g2不需要都被调制以在线性操作模式下导通它们相应的晶体管m1和m2，而栅极电压g3和g4保持为高以保持它们相应的晶体管m3和m4完全导通，而是替代地仅栅极电压g1或g2之一可以被调制，而另一栅极电压可以保持截止以保持其相应的晶体管m1或m2完全截止。
98.类似地，在相位a期间，当栅极电压g1和g2保持高以保持它们相应的晶体管m1和m2完全导通时，栅极电压g3和g4不需要都被调制，而是替代地仅栅极电压g3或g4中的一个可以被调制，而另一个栅极电压可以保持截止以保持其相应的晶体管m3或m4完全截止。
99.作为这种形式的操作的示例，其中一个晶体管m1－m4在其常规地完全关断时的相位期间被调制，图10中示出了使用反相并行调节操作的无线功率传输系统20的附加波形。这里，可以看出反馈信号fb在每个相位期间生成，并且在相位a期间，栅极电压g1和g2充分高以导通晶体管m1和m2，而栅极电压g4上升到大约1v以导通晶体管m4，其漏源电阻足以耗散超过常规操作的额外功率。还可以看出，在相位b期间，栅极电压g3和g4充分高以导通晶体管m3和m4，而栅极电压g2上升到约1v以导通晶体管m2，其漏源电阻足以耗散超过常规操作的额外功率。
100.上述反相并行电压调节方案特别适合于在由调节器25输出的电压vrect不是相对低的情况下和在预期要耗散的过量功率也不是相对低的情况下使用。因此，当使用反相并
行电压调节方案操作时，调节器25能够耗散大量过量功率，同时将调节器25的晶体管维持在其安全操作限制内。
101.注意，由放大器23和控制电路24形成的反馈回路可以以足够的速度操作，使得其在周期到周期的基础上作出反应，使得控制电路24能够在执行反相并行电压调节时在周期到基础上改变栅极电压g1－g4的生成。这种反馈技术可以在图10的曲线图中观察到，其中反馈信号fb在每个相位期间生成，使得栅极电压g1－g4能够在周期到周期的基础上改变。
102.然而，在一些情况下，由放大器23和控制电路24形成的反馈回路与由发射器21发射的信号的频率相比可缓慢地操作。这样，反馈信号fb的生成不是基于周期到周期的，而是反馈信号fb的生成被滤波，允许伪静态地驱动晶体管m1－m4的栅极。
103.d。同相串行电压调节和反相并行电压调节的组合
104.由于上述同相串行电压调节涉及在给定相位期间将常规地接通的一个或两个晶体管的栅极电压进行调制，并且由于上述反相并行电压调节涉及在该给定相位期间将常规地断开的一个或两个晶体管的栅极电压进行调制，因此应当理解的是，可以同时利用这两种技术。因此，调节器25的一个或两个晶体管的栅极电压可根据同相串行调节方案来调制，而调节器25的一个或两个其它晶体管的栅极电压可根据反相并行调节方案来调制，而调节器25的未经调制的晶体管以常规方式操作。
105.此外，在一些情况下，可以单独使用同相串行电压调节方案和反相并行电压调节方案。例如，可以在一个相位期间使用同相串行电压调节方案，并且可以在随后的相位期间使用反相并行电压调节方案。
106.作为同相串行电压调节和反相并行电压调节的组合的另一示例，同相串行电压调节方案可用于给定数目的相位(例如，用于一个相位a和连续相位b)，然后反相并行电压调节方案可用于给定数目的相位(例如，用于下一相位a和连续相位b)。
107.作为同相串行电压调节和反相并行电压调节的组合的另一示例，同相串行电压调节方案可用于高侧晶体管(晶体管m1和m3)中的一者或两者，而反相并行电压调节方案可用于低侧晶体管(晶体管m2和m4)中的一者或两者，或反之亦然。
108.作为又一示例，可以根据要耗散的额外功率来切换使用同相串行电压调节和反相并行电压调节方案中的哪一个调节方案。当待耗散的额外功率低于某一阈值时，可生成栅极电压g1－g4以便使用同相串行电压调节方案来操作调节器25，并且当待耗散的额外功率高于所述阈值时，可接着切换到生成栅极电压g1－g4以便使用反相串行电压调节方案来操作调节器25。
109.e。控制信号生成和反馈回路
110.现在参考图17和19描述控制电路24。首先，将描述控制信号ga和gb的生成，此后，将描述从栅极电压ga和gb生成晶体管m1－m4的栅极电压。
111.控制电路24包括滞后比较器51，其具有耦合到节点ac1的非反相端子，耦合到接地的反相端子，以及生成ga的输出。
112.控制电路24包括滞后比较器54，其具有耦合到节点ac2的非反相端子，耦合到接地的反相端子，以及生成gb的输出。
113.参考图17a，当生成控制电压ga和gb时，控制电路24的操作因此是当节点ac1处的ac信号上升以变得大于滞后比较器51(参考图17c)的第一阈值(在该示例中为0mv)时，比较
器51的输出ga被拉低。类似地，当节点ac2处的ac信号下降(这发生在节点ac1处的ac信号上升时)并且小于滞后比较器54的第二阈值(在该示例中为－200mv)时(参见图17d)，比较器54的输出gb被拉高。
114.相反，当节点ac1处的ac信号下降并且结果小于滞后比较器51的第二阈值时，比较器51的输出ga被拉高。类似地，当节点ac2处的ac信号上升到变得大于滞后比较器54的第一阈值时，比较器54的输出被拉低。
115.现在参考图18a－19，针对不使用晶体管栅极的pwm控制的情况描述控制电路24的其余部分。
116.应当注意，作为低侧驱动技术的一般实践，用于驱动m2和m4的栅极的信号被缓冲。此外，应注意，作为高侧驱动技术的一般实践，用于驱动栅极m1和m3的信号经电平移位和缓冲。为了简化起见，以下描述将假定ga，gb和从ga，gb，fb导出的任何复合信号直接耦合到栅极，而在实际实现中，缓冲器和电平移位技术将与上述用于低侧和高侧驱动技术的技术一致地使用。
117.当开关m0闭合时，表示调节器25将作为标准整流器工作，控制信号ga与相位无关地作为栅极电压g1和g2耦合到晶体管m1和m2的栅极，并且控制信号gb与相位无关地作为栅极电压g3和g4耦合到晶体管m3和m4的栅极。因此，在相位a期间，晶体管m1和m2完全导通，而晶体管m3和m4完全截止，并且在相位b期间，晶体管m3和m4完全导通，而晶体管m1和m2完全截止。
118.当开关m1闭合时，指示调节器25将操作以在相位a中执行同相串行电压调节：从控制信号ga中减去反馈电压fb，结果作为栅极电压g1耦合到晶体管m1的栅极；从控制信号ga中减去反馈电压fb，结果作为栅极电压g2耦合到晶体管m2的栅极；控制信号gb作为栅极电压g3耦合到晶体管m3的栅极；控制信号gb耦合到晶体管m4的栅极作为栅极电压g4。在相位b中：从控制信号gb中减去反馈电压fb，然后将结果作为栅极电压g3耦合到晶体管m3的栅极；从控制信号gb中减去反馈电压fb，然后将结果作为栅极电压g4耦合到晶体管m4的栅极；控制信号ga耦合到晶体管m1的栅极作为栅极电压g1；控制信号ga耦合到晶体管m2的栅极作为栅极电压g2。因此，在相位a期间，晶体管m3和m4完全截止，而晶体管m1和m2的栅极电压被反馈电压fb降低，从而充分地增加晶体管m1和m2的漏源电阻，以耗散过量的功率。类似地，在相位b期间，晶体管m1和m2完全截止，而晶体管m3和m4的栅极电压被反馈电压fb降低，从而充分地增加晶体管m3和m4的漏源电阻，以耗散过量的功率。
119.当开关m2闭合时，指示调节器25将操作以在相位a中执行反相并行电压调节：将电压fb加到控制信号gb，然后将结果作为栅极电压g3耦合到晶体管m3的栅极；将电压fb加到控制信号gb，然后将结果作为栅极电压g4耦合到晶体管m4的栅极；控制信号ga耦合到晶体管m1的栅极作为栅极电压g1；控制信号ga耦合到晶体管t2的栅极作为栅极电压g2。在相位b中：电压fb被加到控制信号ga，结果作为栅极电压g1被耦合到晶体管m1的栅极；电压fb与控制信号ga相加，结果耦合到晶体管m2的栅极作为栅极电压g2；控制信号gb作为栅极电压g3耦合到晶体管m3的栅极；控制信号gb耦合到晶体管m4的栅极作为栅极电压g4。因此，在相位a期间，晶体管m1和m2完全导通，而晶体管m3和m4的栅极被充分驱动，引起晶体管m3和m4的过量功率耗散，但不足以阻止整流。类似地，在相位b期间，晶体管m3和m4完全导通，而晶体管m1和m2的栅极被充分驱动，引起晶体管m1和m2的过量功率耗散，但不足以阻止整流。
120.现在参考图18b和图18c，针对按照图14中的第一和第二操作栅极的方式使用晶体管栅极的pwm控制的情况描述控制电路24的其余部分。根据图18a的反馈信号fb被分成两部分，其中fba是反馈放大器23的输出(在图2上称为fb)，fbd是由比较器23'提供的数字化反馈的输出，并且基于根据图12的时序图生成信号。在操作期间，fbd可采用两个电平，标记为fbd_h和fbd_l。现在假设ga，gb的驱动强度是vdd，信号分别是gb－fbd，将提供两个电平vdd－vgh和vdd－vgl。因此，在使用vgh＝vdd和vgl＝0的情况下，信号ga－fbd(分别是gb－fbd)将提供两个电平的驱动强度0和vdd，以便根据操作图14上的栅极的第一方式来驱动。
121.现在，在使用vgh＝vdd－v1和vgh＝0的情况下，信号ga－fbd(分别是)(gb－fbd)将提供两个电平的驱动强度v1和vdd，以便根据操作图14上的栅极的第三方式来驱动。
122.应当注意，当调节器25'处于由m1控制的串行模式中时，或者处于由m2控制的并行模式中时，并且如果fb信号(相应地)。由于当fba和fbd被选通为零时，ga fbd，gb fbd，ga－fba，gb－fba等于ga，gb，当fba和fbd被选通为零时，这可能发生在例如vrect远低于目标时，因此，在由m0控制的常规模式中，调节器25'的行为完全类似于调节器25'。
123.本领域技术人员将从图15理解如何概括图18b以支持操作门的第三种方式。
124.现在描述用于在使用pwm的同相串行电压调节和反相并行电压调节之间自动切换调节器25'的硬件和技术。
125.现在参考图20，示出了包括在控制器24内的硬件，用于在使用pwm的同相串行电压调节和反相并行电压调节之间自动切换调节器25'。串行监控电路50包括占空比确定电路，该占空比确定电路在执行pwm同相串行电压调节期间利用计数器来确定控制信号ga和gb(从中确定栅极电压g1－g4)的占空比，并且因此通过计数控制信号ga和gb的每个脉冲内的高频计数器时钟hfclk的脉冲数，通过计数控制信号ga'和gb'(从中确定栅极电压g1a－g4a)的每个脉冲内的高频计数器时钟的脉冲数来确定调节器25'的输出的占空比。以及将控制信号ga和gb的每个脉冲内的高频时钟hfclk的脉冲数除以控制信号ga'和gb'的每个脉冲内的高频时钟的脉冲数。占空比在下文中将被称为duty_ser_sh；例如，如果发现调节器25'的占空比为90％，则duty_ser_sh将为90％。串行监控电路50还包括数字比较器52，其将duty_ser_sh的每次出现与已建立的占空比限制duty_ser_limit进行比较，并且当duty_ser_sh的当前出现大于duty_ser_limit时，锁存器随后断言duty_ser_limit_latch_b信号。当duty_ser_sh的当前出现小于占空比限制duty_ser_limit时，数字比较器52解除断言duty_ser_limit_latch_b信号。应当注意，duty_ser_limit_latch_b信号在反相并行模式期间总是被断言为高。
126.控制器24还包括并联监控电路60，该并联监控电路60包括n沟道晶体管m5，该n沟道晶体管m5是调节器25'中的晶体管之一的副本(图示为g1或g2的副本)，该n沟道晶体管m5在其栅极处接收相应的栅极电压g1或g2，其源极耦合到节点ac1，并且其漏极耦合到第一电流镜61。第一电流镜61将在反相并行电压调节期间流过复制晶体管m5的电流ipar镜像到第二电流镜62，第二电流镜62又将电流镜像到被配置为积分器的放大器63的反相端子，如iinhs(在晶体管m5是晶体管m1或m3的复制的情况下)或iinls(在晶体管m5是晶体管m2或m4的复制的情况下)。应当注意，电流镜61可以有利地从vrect节点提供，并且电流镜的功耗不是关键的，因为在任何情况下，它都是消耗过量输入功率的总目标的一部分。因此，应当理解，比率k1不需要非常高，并且电流镜的良好匹配性能是可行的。积分器63的反相端接地，
电容器c和复位开关并联连接在积分器63的反相端和输出端之间。积分器63的输出是int_charge_par信号，该int_charge_par信号由可锁存的比较器64与极限电流ipar_limit进行比较，并且结果由比较器64锁存，然后由反相器65反相以生成ipar_limit_latch_b信号。应当注意，由于反相并行调节hw中没有电流流动，因此ipar_limit_latch_b信号在同相串行模式期间通过设计总是被断言为高。
127.模式开关控制电路80包括and门81，其接收duty_ser_limit_latch_b和ipar_limit_latch_b信号，执行逻辑and运算，并生成信号103作为输出。假定duty_ser_limit_latch_b信号在反相并行模式期间总是断言为高，并且信号ipar_limit_latch_b在设计上在同相串行模式期间也总是断言为高，那么and门81总是具有处于逻辑1的其两个输入中的一者。因此，and门81是两种模式之间自动切换的入口点。
128.and门82接收信号104和初始化信号reset_init作为输入，执行逻辑and操作，并生成ulp_auto_pre信号作为输出。or门84接收来自and门82的ulp_auto_pre信号作为输入，并且接收来自不可再触发单稳定状态电路83的ulp_auto_0_latch信号作为输入，执行逻辑or操作，并且生成ulp_auto_0信号作为输出。单稳定状态电路83接收ulp_auto_0信号作为输入，并生成ulp_auto_0_latch信号作为输出。
129.比较器86在其非反相端子处接收输出电压vrect且在其反相端子处接收参考电压vref 200mv，并且生成vgate_over信号作为输出。and门87接收vgate_over信号和ulp_auto_0信号作为输入，执行逻辑and操作，并生成信号101作为输出，信号101又由反相器88反相以生成ulp_auto_en信号作为输出。and门85接收ulp_auto_0和ulp_auto_en信号作为输入，执行逻辑and操作，并生成ulp_auto_1信号作为输出。and门89接收来自and门85的ulp_auto_1信号作为输入，以及信号110，信号110是反相器门92的输出，反相器门92从不可再触发单稳定状态电路91的输出111接收其输入。and门89执行逻辑and操作以生成ulp_auto信号作为输出，其由反相器90反相且传递到单稳定状态电路91的输入。
130.不可再触发的单稳定状态电路83和91接收初始化信号reset_init，当期望将单稳定状态电路83和91重新设置为可再次触发一次时，该初始化信号reset_init被断言。
131.如将要解释的，当ulp_auto信号是逻辑1时，控制器24生成晶体管m1－m4和m1a－m4a的栅极电压g1－g4和g1a－g4a，以使调节器25'执行同相串行电压调节，并且当ulp_auto信号是逻辑0时，控制器24生成晶体管m1－m4和m1a－m4a的栅极电压g1－g4和g1a－g4a，以使调节器25'执行反相并行电压调节。
132.现在将另外参考图21描述模式开关控制电路80的操作。
133.在加电和/或复位时，reset_init信号被设置为逻辑0，通过闭合其开关来复位单稳定状态电路83和91以及积分器63(框201)。结果，and门82输出ulp_auto_pre信号作为逻辑0，单稳定状态电路83输出ulp_auto_0_latch信号作为逻辑0，引起or门84输出ulp_auto_0信号作为逻辑0。由于ulp_auto_0信号是逻辑0，所以and门85将输出ulp_auto_1信号作为逻辑0，并且and门89又将输出ulp_auto信号作为逻辑0。应当注意，输入110在这一点上没有效果，因为ulp_auto_1是逻辑0。然而，如果ulp_auto_1刚刚从逻辑1转换到逻辑0，则输入110将ulp_auto保持到逻辑0一段时间。
134.接下来，为了退出复位，将reset_init信号设置为逻辑1(框202)。此时，功率传输尚未开始，因此控制信号ga，gb，ga'和gb'为零。控制信号ga，gb，ga'和gb'为零的结果是栅
极电压g1－g4和g1a－g4a被生成为零。
135.g1－g4，g1a－g4b为零的结果是，调节器25'在异步模式下作为常规的4个二极管整流器工作，并且vrect在输入功率的作用下自由上升，输入功率又提供给控制器24'，控制器24'又生成信号g1－g4，g1a－g4b。
136.在这一点上，并且因为vrect电压仍然是低的并且低于目标，所以调节器25'如先前强调的那样作为常规整流器操作，并且作为第一结果，duty_ser_sh信号是高的并且比较器52输出duty_ser_limit_latch_b信号作为逻辑1。
137.作为按照常规整流器操作的调节器25'的第二效果，电流ipar和iinhs/iinls为零，因为没有发生反相传导，结果是放大器63输出为零的int_charge_par信号。作为int_charge_par信号为零的结果，ipar_limit大于int_charge_par，并且比较器64将锁存并输出逻辑0，该逻辑0由反相器65反相以生成逻辑1的ipar_limit_latch_b信号。
138.由于duty_ser_limit_latch_b和ipar_limit_latch_b都是逻辑1，所以and门81输出的信号103是逻辑1，并且由于reset_init信号是逻辑1，所以and门82输出的ulp_auto_pre信号是逻辑1。作为ulp_auto_pre信号是逻辑1的结果，由或门84输出的ulp_auto_0信号作为逻辑1，这又使ulp_auto_0锁存器信号上升到逻辑1，这又触发单稳定状态电路83，该单稳定状态电路83又将逻辑1施加到ulp_auto_0锁存器，该ulp_auto_0锁存器在单稳定状态电路83脉冲的持续时间期间保持在逻辑1，这保证了在由单稳定状态电路83生成的脉冲的持续时间期间ulp_auto_0上的逻辑1。因此，每当ulp_auto_0从逻辑0转换到逻辑1时，系统具有在由单稳定状态脉冲持续时间设置的最小持续时间期间将ulp_auto_0逻辑自锁到逻辑1的能力。
139.由于输出电压vrect将低于vref，所以参考电压vref 200mv大于vrect，从而引起由比较器86输出的vgate_over信号为逻辑0，并且进而，由and门87输出的信号101为逻辑0且由反相器88反相以生成作为逻辑1的ulp_auto_en信号。换言之，vgate_over信号在该相位期间不具有任何入射。将进一步解释函数的相关性。
140.注意，由于ulp_auto在复位期间被生成为逻辑0，所以反相器90输出逻辑1，使得单稳定状态电路91在其输出处生成逻辑1作为信号110。由于ulp_auto_0是逻辑1，并且由于ulp_auto_en信号是逻辑1，所以由and门85输出的ulp_auto_1信号被生成为逻辑1。由于ulp_auto_1信号是逻辑1，并且由于信号110是逻辑1，因此此时的ulp_auto信号将由and门89作为逻辑1输出。
141.处于逻辑1的ulp_auto信号使控制器23生成ga，gb，ga'和gb'，使得在次级线圈ls中感应的电流的整流的常规操作的顶部，其执行同相串行调节(框203)。最初，输出电压vrect将基本上小于vref，因此比较器23将不断言反馈信号fb。
142.操作以这种开环方式继续，同时输出电压vrect保持小于参考电压vref(框204)。随着操作继续，输出电压vrect将上升。一旦输出电压vrect变得高于或等于参考电压vref(框204)，比较器23就断言反馈信号fb，并且开始闭环串行同相调节(框205)。此时，使用pwm的闭环串行同相调节继续，如上文详细描述的，并且继续直到duty_ser_limit_latch_b信号被拉到逻辑低(框206)。这在寄存器25'的占空比duty_ser_sh下降到10％以下时发生(意味着duty_ser_sh信号下降到10％以下以变得小于duty_ser_limit，duty_ser_limit被设置为10％，引起比较器52输出duty_ser_limit_latch_b作为逻辑零。
143.作为逻辑0输出的duty_ser_limit_latch_b又使and门81输出的信号103变为逻辑0，使and门82输出的ulp_auto_pre信号变为逻辑0，从而使or门84输出ulp_auto_0信号作为逻辑0(因为ulp_auto_0是逻辑0)，进而使and门85输出ulp_auto_1信号作为逻辑0，从而使and门89输出ulp_auto信号作为逻辑0。
144.作为逻辑0输出的ulp_auto信号使控制器23生成ga，gb，ga'和gb'，以便在执行反相并行调节的同时对次级线圈ls中感应的电流进行整流(框207)。
145.应注意，在由反相器门90反相之后，ulp_auto从逻辑1到逻辑0的转变确实触发单稳定状态电路91，单稳定状态电路91的输出一旦由反相器门92反相，便确保输入110上的逻辑0并确保在不可再触发单稳定状态电路91的持续时间期间维持and门89上的逻辑0。
146.因此，直到从反相并行调节开始所经过的时间变得大于最小时间(框208)，反相并行调节继续。如果经过的时间变得大于最小时间(框208)，但是ipar_limit_latch_b和duty_ser_limit_latch_b信号不都是逻辑1，则ulp_auto继续作为逻辑0输出，并且反相并行调节继续。然而，如果ipar_limit_latch_b和duty_ser_limit_latch_b信号都变为等于逻辑1(框209)，则控制器23再次生成ga，gb，ga'和gb'，以便在执行同相串行调节的同时对次级线圈ls中感应的电流进行整流(框210)。
147.系统保持串行同相调节，直到经过的时间变得大于最小时间(块211)。一旦发生这种情况，系统继续检查ipar_limit_latch_b和duty_ser_limit_latch_b信号是否都处于逻辑1，并且如果这两个条件仍然为真，则继续进行同相串行调节。
148.然而，如果输出超过参考电压加上容差容限(在示例框212中设置为200mv)，同时还没有经过该时间，则信号101上升到逻辑1，并且ulp_auto_en下降到0，然后控制器23返回到生成控制信号g1－g4和g1a－g4a，使得调节器25'的晶体管m1－m4和m1a－m4a执行反相并行调节。因此，在vrect太高的情况下，该系统还具有自退出具有最高优先级的同相串行回路的能力，这有助于确保如果系统进入同相串行调节的时间小于所经过的时间，但同时进入的功率变得太高，则该系统仍能够退出同相串行模式并进入反相并行反相模式。
149.这样，调节器24'在运行中在同相串行电压调节和反相并行电压调节之间切换，其中从上电/复位起使用同相串行电压调节，直到闭环同相串行调节使调节器24'工作在小于10％的占空比(由下降到低于duty_ser_limit信号的duty_ser_sh信号表示)，此时使用反相并行电压调节。继续进行，直到反相并行电压调节已经被使用了给定的时间段，以及直到反相并行电流下降到低于电流阈值(在并联调节期间，占空比限制检测duty_ser_limit_lacth_b被默认断言)，在该点处返回串行调节。然后，如果在给定时间段内尚未使用串行调节，但是输出电压vrect变得大于参考电压vref 200mv，则返回并行电压调节。否则，串行调节保持并循环，直到占空比下降太低。
150.因此，总之，使用同相串行电压调节直到调节器25'的占空比下降到10％以下，这意味着调节器25'的功率耗散能力的90％被利用。此时，反相并行电压调节被用于其附加的功率耗散能力。并联电压调节具有在给定时间窗口期间调节电压变得太高的情况下停止串联调节的能力，并且使用反相电压调节直到它汲取的电流下降到限定的极限以下。这有利地允许在给定当前操作条件下使用适当的电压调节方案。
151.f。优势
152.同相串行电压调节和反相并行电压调节方案提供各种优点，包括通过消除单独的
离散电压调整器(包括功率晶体管和储能电容器)(例如低压差放大器)而提供显著的面积节省，以及当无线功率传输系统20在平衡状态下操作时的功率节省。此外，这些方案在四个器件(晶体管m1－m4)上扩展了过量功耗，而不是所有的过量功耗被附加电压调整器内的单个功率晶体管吸收。此外，这些方案允许将接收器22容易地用作发射器，因为可以直接接入节点n1(在节点n1处形成电压vrect)。
153.在下表中示出了现有技术的无线功率传输系统和无线功率传输系统20之间的效率差异：
154.值整流器 调整器调节器(regtifier)vrect5.2v4.99v with 50mv ripple由tx传递的功率5.84w5.63w由rx接收的功率5.43w5.23w传递到负载的功率4.97w4.97w整流器 调整器的效率91.57％na调节器的效率na95.11％功率损失457mw255mw系统效率85.11％87.88％
155.除其它优点之外，注意到系统效率增加接近3％。
156.所提供的另一优点在于，当无线功率传输系统20的操作包括数据通信连同功率传输时，例如通过在数据传输是从接收器22到发射器21时使用幅移键控(ask)，由发射器21接收的数据符号(ask符号)更干净。这可在图11中看到，其中由发射器21(标记为vcoil_ld0_primary)使用现有技术无线功率传输系统20接收的信号在其脉冲中含有减小的振幅峰值，但其中由发射器21(标记为vcoil_3_regtifier)使用无线数据传输系统20接收的信号在其脉冲中含有平坦振幅峰值，这使得在初级侧的符号提取变得容易。
157.而且，当使用现有技术的功率传输系统执行ask数据传输时，调制深度根据输入功率和输出电压vrect的大小而变化，因为分立电压调整器的功率晶体管的漏源电阻将根据输入功率和输出电压vrect的大小而变化很大。然而，当使用这里描述的无线数据传输系统20时，调节器的四个晶体管m1－m4的漏源电阻的变化远小于分立电压调整器的单个功率晶体管的漏源电阻的变化，从而将调制深度保持在通常恒定的水平。
158.g。利用电流和电压反馈的进一步实施例的描述
159.现在参考图26描述类似于图2的无线功率传输系统的无线功率传输系统120，但其中基于经整流的输出电压vrect和输出电流i两者提供反馈。
160.无线功率传输系统120包括发射器21和接收器122。发射器21包括耦合到串联谐振发射器线圈lp和电容cp的ac电压源12。接收器122包括耦合在节点ac1和ac2之间的串联谐振接收器线圈ls和电容cs，以及由耦合在节点n1和接地之间的晶体管m1－m4形成的“调节器”25(当使用这里描述的技术控制时也能够进行电压调节的桥式整流器)。
161.所述寄存器由以下形成：n沟道晶体管m1，其漏极连接节点n1，源极连接节点ac1，栅极耦合接收控制信号g1；n沟道晶体管m4，其漏极连接节点ac1，源极接地，栅极耦合接收控制信号g4；n沟道晶体管m3，其漏极连接到节点n1，源极连接到节点ac2，栅极耦合接收控制信号g3；以及n沟道晶体管m2，其具有连接到节点ac2的漏极，连接到接地的源极，以及被
耦合以接收控制信号g2的栅极。
162.可选的储能电容器ct耦合在节点n1和接地之间，并且在储能电容器ct两端形成整流输出电压vrect。感测电阻器rs连接在节点n1和由电阻器r1和电容器c1表示的负载之间，并且在负载两端形成中间整流输出电压vrect_int。
163.具有增益gv的放大器23具有被耦合以接收参考电压vref(其被设置为等于节点n1处的期望电压目标，注意感测电阻器rs两端的电压降是可忽略的)的反相输入端子，通过可忽略的感测电阻器rs耦合到节点n1的非反相输入端子，以及耦合到控制电路24并生成电压反馈信号fbv的输出端子。
164.具有增益gi1的放大器123具有耦合到感测电阻器rs的第一端子(所述第一端子连接到节点n1)的非反相输入端子，耦合到感测电阻器rs的第二端子(所述第二端子连接到负载)的反相输入端子，以及输出。具有增益gi2的放大器223具有非反相输入端和反相输入端，非反相输入端被耦合以接收放大器123的输出，反相输入端被耦合以接收表示参考电流iref的电压viref，放大器223生成电流反馈信号fb1。
165.控制电路24接收来自电压反馈信号fbv和电流反馈信号fb1的输入，并据此生成用于晶体管m1－m4的控制信号g1－g4。
166.如将在下面详细解释的，控制电路24生成控制信号g1－g4，以使得调节器25对在接收器线圈ls中感应的ac电流进行整流，以生成整流的输出电压vrect，同时适当地调制控制信号g1－g4中的一个或多个控制信号，以耗散过量的功率，从而调节输出电压vrect。通过耗散过量的功率，由调节器25传送到负载的功率可以被控制并保持在期望的电平内，而不使用单独的分立电压调节电路。为此，放大器23和控制电路24形成电压反馈回路，而放大器123/223和控制电路24形成电流反馈回路，这两个回路用于控制输送到负载的功率。
167.如以上在本公开的部分b中更详细地解释的，这样的反馈可以由控制电路24使用，以使得调节器25对ac电流进行整流并且通过减小导通的同相晶体管m1/m2或m3/m4(导通的m1/m2是一相，导通的m3/m4是另一相)的驱动来耗散过量的功率以生成经调节的输出电压vrect。还如以上在本公开的部分c中更详细地解释的，控制电路24可以使用这样的反馈，以通过轻驱动反相晶体管m1/m2或m3/m4(当晶体管m3/m4被完全导通并执行整流时，m1/m2被轻导通，或者当晶体管m1/m2被完全导通并执行整流时，m3/m4被轻导通)来使调节器25对ac电流进行整流并耗散过量功率以生成经调节的输出电压vrect。并且，如以上在本公开的部分d中更详细地解释的，控制电路系统24可以使用这样的反馈，以使调节器25通过同时执行同相调节和反相调节来整流ac电流并耗散过量功率以生成经调节的输出电压vrect。
168.在下面的描述中，首先假设两个环路独立操作，并且将描述每个环路的操作模式。
169.当来自节点ac1/ac2的输入电流太高时，经调节的输出电压vrect上升(并且因此vrect_int上升)，其结果是该电压变得大于参考电压vref，并且因此由放大器23生成的电压反馈信号fbv增加，该电压反馈信号fbv又由控制器24读取并且用于根据期望的控制方案(同相调节，反相调节，或者同相调节和反相调节两者)修改控制信号g1－g4的生成，以便将经调节的输出电压vrect减小到期望的电平(例如，等于vref)。电压fbv可计算为：
170.fbv＝gv
×
(vrect-vref)
171.当由晶体管m1－m4形成的桥的输出电流(通过感测电阻器rs的电流i)太高时，感测电阻器rs两端的vrect－vrect_int的电压差增加，其结果是放大器223的输出电压上升
以变得大于电压viref(其表示参考电流iref)，并且因此由放大器223生成的电流反馈信号fbi增加，其由控制器24读取并且用于根据期望的控制方案(同相调节，反相调节，或者同相调节和反相调节两者)修改控制信号g1－g4的生成，以便消耗功率并且引起输出电压vrect的相关联的降低到较低水平。因此，减小输出电流直到其达到所需电平(例如，等于viref)。
172.电压fbi可以计算为：
173.fbi＝gi2
×
(vi-viref)
174.如前所述，假设两个环路不干扰，但是可以预见，这是条件假设。
175.将另外参考图27详细描述电压反馈(由放大器23和控制电路24形成的反馈回路)和电流反馈(由放大器123/223和控制电路24形成的反馈回路)之间的相互作用。
176.在示出的用于执行同相调节的波形中，代替第一相位驱动信号ga(驱动信号g1/g2)等于在没有调节的情况下的ga，将第一相位驱动信号ga减小反馈信号fb1或fbv中较大的一者，并且代替第二相位驱动信号gb(用于g3/g4的驱动信号)等于在没有调节的情况下的gb，将第二相位驱动信号gb减小反馈信号fb1或fbv中较大的一者。
177.在所示的用于执行反相调节的波形中，第一反相驱动信号ga(当晶体管m3/m4导通并执行整流时的驱动信号g1/g2)等于反馈信号fb1或fbv中较大的一者，而第二反相驱动信号gb(当晶体管m1/m2导通并执行整流时的驱动信号g3/g4)等于反馈信号fb1或fbv中较大的一者。
178.表示参考电流iref的电压viref被设置为高于表示通过感测电阻器rs的期望标称电流i(例如，比期望标称电流i大10％)的电压的阈值量。因此，基于经由由放大器23和控制器24形成的反馈回路的反馈信号fbv执行的调节被用于稳定状态操作，其中基于经由由放大器123/223和控制器24形成的反馈回路的反馈信号fbi执行的调节或限制被用于控制瞬变，并且用作安全措施避免负载电流超过在特定应用中可能有害的值的情况。
179.无线功率传输系统120能够基于fbv和fbi两者进行调节是有用的，不仅控制瞬变，而且在启动时也是有用的。如可以在图28的曲线图中观察到的，在启动期间(在达到稳定状态操作之前)，即使经调节的输出电压vrect仍然低于阈值电压vth，浪涌电流i_inrush也可以上升到高电平。图29中所示的是调节器25，以及启动期间生成的浪涌电流i_inrush的路径。
180.为了防止由该高浪涌电流i_inrush引起的损坏或问题，使用基于经由由放大器123/223和控制器24形成的反馈回路的反馈信号fbi的调节。同相调节模式将不能限制浪涌电流i_inrush，因为晶体管m1/m3的体二极管将传导浪涌电流i_inrush，即使调节是关断晶体管m1/m3。然而，如可以在图30的调节器25中观察到的，可以使用反相调节来限制过量涌入电流。如图所示，过量涌入电流通过反相晶体管分流到接地(这里，通过将控制信号g2/g4设置为fb1或fbv的最大值，当晶体管m1/m3是执行整流的同相晶体管时，在这种情况下是反馈信号fb1)。一旦达到稳定状态操作，则基于电压反馈信号fbv的调节可以以同相或反相模式使用，其中基于fbi的调节用于控制瞬态。
181.如所解释的，期望使用基于电流反馈信号fbi的反相调节来开始操作。图31示出了图26的控制器24内的模式选择电路的示意图，该模式选择电路用于在同相调节和反相调节之间切换调节器25，使得系统能够在启动期间利用基于电流反馈信号fbi的反相调节，并且在稳定状态操作期间利用基于电压反馈信号fbv的同相调节，利用基于电压反馈fbv或电流
反馈信号fbi的同相调节或反相调节来控制出现的瞬态。图31所示的该电路及其操作类似于上述图18a的电路，除了反馈信号fb由反馈信号fb1或fbv中较大的一个代替，并且在启动期间选择反相模式。
182.h。利用功率转换后的电流和电压反馈的另一实施例
183.考虑负载是便携式电子设备的电池的情况。在这种情况下，电池需要比用于充电的整流输出电压vrect低得多的电压，并且这种电压将被准确地传送。例如，电池可能需要4.5v来充电，但是通过整流(没有调节)生成的电压是18v。
184.现在参照图32描述使用无线充电系统120来实现这一点的实施例。这里，无线功率传输系统120的结构和操作与上面参考图26描述的相同，但是调节器25通过感测电阻器rs耦合到dc－dc功率转换器98(例如开关电容转换器)，并且功率转换器98生成提供给负载99(例如电池)的输出电压vout。在该示例中，基于电压反馈信号fbv或电流反馈信号fb1的同相调节用于将整流输出电压vrect调节到9v。功率转换器98是2：1转换器，并将整流输出电压vrect9v转换为4.5v以提供给负载99。
185.虽然此无线功率传输系统120工作得相当好，但到负载99的负载电流可改变(尤其在负载为电池99的情况下)，从而致使功率转换器98的阻抗改变。因此，功率转换器98的精确转换率不保持恒定。由于整流输出电压vrect由于调节器25的调节而保持恒定，因此在负载是电池的情况下，输出电压vout可以变化或试图变化，引起输出电流的意外变化。
186.为了解决这个问题，用于控制调节器25的反馈可以替代地基于输出电压vout，从而调节整流输出电压vrect以确保输出电压vout精确地保持在期望值。该方法包括通过将功率转换器集成在调节回路中来考虑负载阻抗的变化。
187.无线充电系统120的这种实施例在图33中示出。这里，注意，功率转换器98连接在节点n1和感测电阻器rs之间，并且负载99通过感测电阻器rs耦合到功率转换器98。
188.放大器23的反相输入端被耦合以接收参考电压vref，其非反相输入端被耦合以接收由功率转换器98生成的输出电压vout，并且其输出端被耦合至控制电路24以向其提供电压反馈信号fbv。为了进一步提高负载的控制电压的精度，较小的变化涉及将放大器23的非反相输入直接耦合到vout_int而不是vout。
189.放大器123的非反相输入端被耦合以接收输出电压vout，反相输入端被耦合以接收提供给负载的中间输出电压vout_int(vout－vout_int表示通过感测电阻器rs的输出电流iout)，以及在其处生成表示中间电流反馈信号iout_int的电压viout_int的输出。放大器223具有被耦合以接收viout_int的非反相输入端和被耦合以接收表示参考电流iref的电压viref的反相输入端，以及生成电流反馈信号fbi的输出端。
190.控制电路24接收来自电压反馈信号fbv和电流反馈信号fb1的输入，并基于此，根据上面参考图26描述的同相和/或反相调节方案，生成用于晶体管m1－m4的控制信号g1－g4。
191.这里，电压fbv可以计算为：
192.fbv＝gv
×
(vout-vref)
193.类似地，fbi可以被计算为：
194.fbi＝gi2
×
(viout_int-viref)
195.通过基于输出电压vout和输出电流iout执行调节，调节整流输出电压vrect，使得
提供给负载99的输出电压vout保持在期望值。
196.图34中包含示出无线功率传输系统120的操作的波形。示出了同相调节和反相调节的波形。
197.在所示的用于执行同相调节的波形中，第一相位驱动信号ga(驱动信号g1/g2)减小反馈信号fb1或fbv中较大的一者，而第二相位驱动信号gb(驱动信号g3/g4)减小反馈信号fb1或fbv中较大的一者。在所示的用于执行反相调节的波形中，第一反相驱动信号ga等于反馈信号fb1或fbv中较大的一者，而第二反相驱动信号gb等于反馈信号fb1或fbv中较大的一者。如先前参考图26的无线功率传输系统120所解释，将表示参考电流iref的电压viref设置为高于表示通过感测电阻器rs的电流iout的电压的预期标称值(例如，比预期标称电流iout大10％)的阈值量。因此，与图26的无线功率传输系统120的不同之处在于采用反馈，但调节方案保持相同。
198.在启动期间使用基于电流反馈信号fbi的反相调节来防止高浪涌电流也保持相同。在图35中示出了当整流输出电压vrect仍然低于vref时显示高涌入电流i_inrush的波形，并且在图36中可以看到用于涌入电流i_inrush的电流路径和由于启动期间的反相调节而由调节器25耗散的过量电流。一旦达到稳定状态操作，就使用基于电压反馈信号fbv执行的调节，其中基于反馈信号fbi执行的调节用于控制瞬变并用作最大电流的安全限制。
199.由于无线功率传输系统120很好地适合于负载99是电池的情况，所以利用无线功率传输系统120的电池充电曲线已得到改进，并且现在另外参考图37的曲线图来描述。在如时间间隔t1所示的充电循环开始时，主机启用低功率充电系统(未图示，但可基于降压转换器，线性转换器或3l转换器)以将负载99充电到起始电压，例如3.5v。低功率充电系统从vrect获取输入功率。
200.一旦达到起始电压，时间间隔t2开始，并且主机启用快速充电无线功率传输系统120。在常规系统中，主机通过将电池电压从3.5v逐渐斜升到vbat1来控制整个操作。该控制由从接收器15到发射器10的主慢环路执行，并且在对接收器15侧的功率电平的调整采取校正动作之前，它花费几毫秒与发射器10进行ask通信。
201.仍然参考常规的系统，由于施加到电池的电压vout是例如在2：1转换器的情况下功率转换器98的输入处的电压的分频形式，因此主机将精确地控制功率转换器98的输入电压。假定功率转换器98的输入/输出阻抗通常在几十毫欧，转换器输入处的几十毫伏的电压误差(过电压)引起安培范围内的输出电流误差(过电流)。而且，功率转换器98的输入可能不必限制功率，因为它可以是在其输出处具有去耦电容的调整器17输出(因为ldo通常在整流器之后级联)，所述去耦电容能够将高电流峰值传递到功率转换器98的输入。这要求调整器17的输出和功率转换器98的输入配备有电流/电压保护，并且在功率转换器98的输入电压不是精确的情况下，功率转换器98可以停止工作，或者调整器17可以停止提供功率。这些保护踢入和踢出的效果是例如在功率转换器98的输入处可能出现一些过电压或过电流，并且已经看到，当一个电路(ldo)的自保护触发时，它可能引起另一个电路(功率转换器98)的破坏，反之亦然。最后，对于这样的常规系统，需要大量的硬件需求和定时优化努力来正确地建立系统，以及尝试确保在各种条件下的正确和安全的操作，尤其是在无线输入功率可能浪涌的瞬态期间。因此，主要的挑战是确保负载电压/电流被良好地调节，而不管无线输入功率可能变化的事实。这些常规系统的关键点是功率转换器98输入处的阻抗适配。
202.本文中所描述的无线功率传输系统具有明显的优点，因为其在闭环中调节调节器25的输出vrect，使得负载99电压vout(电池电压)遵循目标，并且如果需要可采取循环到循环动作，而在常规系统中，块(整流器16，调整器17，功率转换器98)简单地级联而不具有从接收器15到发射器10的主回路慢回路以外的反馈回路，此主回路在接收器级15处采取校正动作之前依赖于与发射器10的慢ask通信。
203.当执行图37所示的充电时，无线功率传输系统120如下操作。主机将电压vout从3.5v步进到vbat1。激活具有电压反馈fbv的反相调节，其中电压vref表示被设置为适当值(例如，从3.5v到vbat1稍微高于主机目标的百分之几)的参考电压，使得电压调节恰好处于用于采取调节动作的极限(如果被要求的话)，但是功率电平的总体控制通过发射器10被留给主回路。换句话说，发射器10调整功率，使得负载上的电压vout与主机所期望的电压相同，而vref被设置得正好更高。该操作有助于确保调节器25和功率转换器98内的功率耗散低，并且充电协议正变得更接近于直接充电的目的(直接充电在此表示从输入功率到负载的电阻性路径被限制为几个电阻性下降的充电方案)。此外，系统保持在电流反馈信号fbi的监督下，其中表示参考电流的电压viref被设置为合适的值(例如，高于bat_imax电流目标5％)，以限制到负载99的涌入电流，使得负载99不被损坏但被快速充电到电压vbat1，其中输出电压vout匹配vbat1。通过将vref和viref设置为刚好高于目标，主回路将功率调节为尽可能接近所需功率，以获得负载99上的适当电压/电平，而不会遭受调整器17中的任何电压降，并且依赖于调整器25来确保保护负载99免受过量电压和电流的影响。
204.一旦在时间间隔t3的开始达到负载99充电，输出电压vout变得大于vref，并且基于电压反馈信号fbv的调节接管。此时的调节可以是同相或反相的。参考电压vref由主机生成并被自适应地调整，以便管理过电压瞬态并将负载99上的电荷维持在bat_vmax或约bat_vmax，其中基于电流反馈信号fbi的电流限制和减小viref被用于控制电流瞬态，因为到负载的电流在t3内减小。
205.虽然已相对于有限数目的实施例描述了本发明，但受益于本发明的所属领域的技术人员将了解，可设想不脱离本文所揭示的本发明的范围的其它实施例。因此，本公开的范围将仅由所附权利要求限制。