半桥返驰式转换器及其控制方法与流程

1.本发明涉及一种半桥返驰式转换器，特别涉及一种非对称半桥返驰式转换器。本发明还涉及用以控制非对称半桥返驰式转换器的控制方法。


背景技术：

2.请参阅图1，图1显示现有技术美国专利us 5,959,850的非对称占空比返驰式转换器(asymmetrical duty cycle flyback converter)，此现有技术公开了具有零电压切换(zero voltage switching，zvs)的半桥返驰式转换器，由此实现较高的功率效率。零电压切换可被定义为当晶体管的跨压(例如：漏源极电压)为零或接近于零时，将晶体管切换为导通。然而，本现有技术的缺点为，于轻负载状态中，电源转换器的功率转换效率较低。
3.上述现有技术的另一个缺点在于，该电源转换器的输出电压是不可变的，具体而言，上述现有技术若要改为具有可变输出电压的零电压切换返驰式转换器，必须通过侦测其变压器的去磁时段而控制变压器的切换。
4.另一现有技术美国专利us 7,151,681为测量变压器的反射电压与放电时段的多重取样电路(multiple-sampling circuit for measuring reflected voltage and discharge time of a transformer)，此现有技术公开一种侦测变压器的输出电压与去磁时段的方法，然而，本现有技术无法实现电源转换器的零电压切换，其是用于不连续导通模式(discontinuous conduction mode，dcm)的操作。
5.图2显示现有技术的半桥返驰式转换器于轻负载状态中操作于不连续导通模式的波形图。驱动信号sh用以驱动半桥返驰式转换器的上桥开关，以激磁变压器，驱动信号sl用以驱动半桥返驰式转换器的下桥开关，激磁电流im的信号波形显示变压器操作于不连续导通模式。当半桥返驰式转换器的输出功率下降时，驱动信号sh的脉宽pw因半桥返驰式转换器的反馈控制而降低，驱动信号sl的脉宽也对应降低，因此，半桥返驰式转换器的切换频率增加，切换损失也因而增加。当驱动信号sh转为低位准(关断)后，于变压器的去磁时段中，驱动信号sl的第一个脉冲被使能。驱动信号sl的第二脉冲被使能以产生循环电流，由此实现上桥开关的零电压切换。
6.上述现有技术的缺点在于，当操作于不连续导通模式时，驱动信号sl于一个切换周期需切换导通/关断两次，因此大幅增加驱动信号sl的平均切换频率，造成大量的切换损失且导致下桥开关的能量耗损。
7.相较于现有技术美国专利us 7,151,681，本发明提供一种具有省略周期的谐振半桥返驰式转换器，以改善中负载、轻负载的操作状态中的功率效率。
8.相较于现有技术美国专利us 5,959,850，本发明提供一种产生去磁信号的方法以及切换控制电路，其中去磁信号的期间等于变压器的去磁时段，本发明可用于具有可程序化输出电压的零电压切换返驰式转换器，例如：usb pd电源转换器。
9.相较于图2的现有技术，本发明提供一种非对称半桥(asymmetrical half-bridge，ahb)返驰式转换器的控制电路，以三个晶体管改善中负载与轻负载的操作状态的
功率转换效率。


技术实现要素：

10.就其中一个观点言，本发明提供了一种半桥返驰式转换器，包含：一第一晶体管，经由一第一信号控制；一第二晶体管，经由一第二信号控制；一第三晶体管，经由一第三信号控制，其中该第一晶体管、该第二晶体管及该第三晶体管用以构成一半桥电路；以及一切换控制电路，用以根据该半桥返驰式转换器的一输入电压而产生该第一信号，并根据该半桥返驰式转换器的一输出电压而产生该第三信号，且根据一反馈信号而产生该第二信号，其中该反馈信号相关于该半桥返驰式转换器的该输出电压；其中于一不连续导通模式(discontinuous conduction mode，dcm)的操作中，该切换控制电路操作于一第一切换周期，以控制该第一信号于一第一时段中导通该第一晶体管，其中经过该第一时段后，该切换控制电路控制该第一信号、该第二信号及该第三信号于一第一不导通时段中，关断该第一晶体管、该第二晶体管及该第三晶体管，其中经过该第一不导通时段后，该切换控制电路控制该第二信号于一第二时段中，导通该第二晶体管，其中经过该第二时段后，该切换控制电路控制该第一信号、该第二信号及该第三信号于一第二不导通时段中，关断该第一晶体管、该第二晶体管及该第三晶体管，其中经过该第二不导通时段后，该切换控制电路控制该第三信号于一第三时段中，导通该第三晶体管，其中经过该第三时段后，该切换控制电路控制该第一信号、该第二信号及该第三信号于一第三不导通时段中，关断该第一晶体管、该第二晶体管及该第三晶体管。
11.在一较佳实施例中，该第一晶体管导通以产生一循环电流，其中该循环电流用以于该不连续导通模式的操作中实现该第二晶体管的零电压切换(zero voltage switching，zvs)。
12.在一较佳实施例中，该第二晶体管导通以激磁该半桥返驰式转换器的一变压器。
13.在一较佳实施例中，该第三晶体管于该变压器的一去磁时段中导通。
14.在一较佳实施例中，该第一晶体管与该第三晶体管配置为该半桥返驰式转换器的下桥晶体管，且该第二晶体管配置为该半桥返驰式转换器的上桥晶体管。
15.在一较佳实施例中，该半桥返驰式转换器还包含一计时器，其中该计时器用以对该第三不导通时段计时；其中当该半桥返驰式转换器的该输出功率减少，该计时器所计时的该第三不导通时段对应增加。
16.在一较佳实施例中，该第一晶体管的实际尺寸小于该第三晶体管的实际尺寸。
17.在一较佳实施例中，，其中：该第一信号的振幅低于该第三信号的振幅；及/或该第一晶体管的栅极相关的一最大额定值(maximum rating)低于该第三晶体管的栅极相关的一最大额定值。
18.就另一个观点言，本发明也提供了一种控制方法，用以控制一半桥返驰式转换器，其中该半桥返驰式转换器包括一第一晶体管、一第二晶体管及一第三晶体管，该控制方法包含：产生一第一信号，以根据该半桥返驰式转换器的一输入电压而驱动该第一晶体管；产生一第二信号，以根据一反馈信号而驱动该第二晶体管，其中该反馈信号相关于该半桥返驰式转换器的一输出电压；以及产生一第三信号，以根据该输出电压而驱动该第三晶体管；其中驱动该第一晶体管、该第二晶体管及该第三晶体管的步骤包括：于一不连续导通模式
的操作中，控制该第一晶体管于一第一时段中导通；经过该第一时段后，控制该第一晶体管、该第二晶体管及该第三晶体管于一第一不导通时段中关断；经过该第一不导通时段后，控制该第二晶体管于一第二时段中导通；经过该第二时段后，控制该第一晶体管、该第二晶体管及该第三晶体管于一第二不导通时段中关断；经过该第二不导通时段后，控制该第三晶体管于一第三时段中导通；以及经过该第三时段后，控制该第一晶体管、该第二晶体管及该第三晶体管于一第三不导通时段中关断。
19.在一较佳实施例中，该控制方法还包含：通过导通该第一晶体管而产生一循环电流，以于该不连续导通模式的操作中实现该第二晶体管的零电压切换(zero voltage switching，zvs)。
20.在一较佳实施例中，通过导通该第二晶体管以激磁该半桥返驰式转换器的一变压器。
21.在一较佳实施例中，于该变压器的一去磁时段中导通该第三晶体管。
22.在一较佳实施例中，该第一晶体管与该第三晶体管为该半桥返驰式转换器的下桥晶体管，且该第二晶体管为该半桥返驰式转换器的上桥晶体管。
23.在一较佳实施例中，该控制方法还包含：当该半桥返驰式转换器的该输出功率减少，对应增加该第三不导通时段。
24.在一较佳实施例中，该第一晶体管的实际尺寸小于该第三晶体管的实际尺寸。
25.在一较佳实施例中，该第一信号的振幅低于该第三信号的振幅。
26.以下通过具体实施例详加说明，会更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所实现的效果。
附图说明
27.图1显示现有技术的非对称占空比返驰式转换器。
28.图2显示现有技术的半桥返驰式转换器于轻负载状态中操作于不连续导通模式的波形图。
29.图3显示本发明的谐振半桥返驰式转换器的一实施例示意图。
30.图4显示对应于图3的实施例的操作波形图。
31.图5显示降低驱动信号sh与驱动信号sl的切换频率的操作波形图。
32.图6显示本发明的具有省略周期的谐振半桥返驰式转换器的一实施例的操作波形图。
33.图7显示本发明的谐振半桥返驰式转换器中一次侧控制器的一实施例方块图。
34.图8显示本发明的谐振半桥返驰式转换器中一次侧控制器的一实施例方块图。
35.图9显示本发明的去磁仿拟器产生去磁信号的操作波形图。
36.图10显示本发明去磁仿拟器产生去磁信号sdmg的一具体实施例示意图。
37.图11显示本发明的谐振半桥返驰式转换器的一较佳实施例示意图。
38.图12显示本发明的一次侧控制器201操作于不连续导通模式的一较佳实施例操作波形图。
39.图13显示本发明一次侧控制器的一较佳实施例方块图。
40.图中符号说明
41.10：变压器
42.100：二次侧控制器
43.20：谐振电容
44.200：一次侧控制器
45.201：一次侧控制器
46.205：时钟产生器
47.208：一次侧控制器
48.22：计时器
49.230：电容
50.231：开关
51.240：控制元件
52.243：控制元件
53.248：控制元件
54.25：计时器
55.250：去磁仿拟器
56.255：电阻
57.260：周期计数器
58.271，272：晶体管
59.280：比较器
60.285：逻辑电路
61.30：第一晶体管
62.300：谐振半桥返驰式转换器
63.35：本体二极管
64.40：第二晶体管
65.45：本体二极管
66.51，52，55，60：电阻
67.70：二次侧同步整流器
68.75：本体二极管
69.90：光耦合器
70.900：谐振半桥返驰式转换器
71.c：电容值
72.cpo：比较器输出
73.dcm：不连续导通模式
74.id：放电电流
75.im：激磁电流
76.ip：一次侧开关电流
77.is：二次侧开关电流
78.kn：膝点
79.lr：漏电感
80.lx：切换节点
81.m1：第一晶体管
82.m2：第二晶体管
83.m3：第三晶体管
84.n，m：匝数比
85.na：辅助绕组
86.nc：正整数
87.nnp：耦接节点
88.np：一次侧绕组
89.ns：二次侧绕组
90.pw：脉宽
91.pzv：零电压切换脉冲
92.rs：电阻值
93.rt：电阻值
94.s1：第一驱动信号
95.s2：第二驱动信号
96.s3：第三驱动信号
97.sdmg：去磁信号
98.sg：驱动信号
99.sh：驱动信号
100.sl：驱动信号
101.smp：取样信号
102.t1-t9：时点
103.t3’：时点
104.ta-te：时点
105.ta：第一时段
106.ta’，tc’：时点
107.tb：第二时段
108.tc：第三时段
109.tcyc1：切换周期
110.tcyc2：切换周期
111.td1：第一不导通时段
112.td2：第二不导通时段
113.tds：去磁时段
114.tdsx：导通期间
115.tdsx’：导通期间
116.trh：时段
117.trl：时段
118.tsl：导通期间
119.tw：激磁时段
120.tx：省略周期
121.tz：第三不导通时段
122.vaux：辅助信号
123.vc：跨压
124.vcr：跨压
125.vcs：电流感测信号
126.vcsp：电压位准
127.vdp：电压降
128.vfb：反馈信号
129.vg：电压位准
130.vhb：切换节点电压
131.vin：输入电压
132.vinx：电压位准
133.vna：辅助绕组信号
134.vo：输出电压
135.vpk：电压突波
136.vref：参考电压
137.vth：电压阈值
138.vx：反射电压
具体实施方式
139.本发明中的附图均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系，以及各信号波形之间的关系，至于电路、信号波形与频率则并未依照比例绘制。
140.图3显示本发明的谐振半桥返驰式转换器的一实施例示意图。谐振半桥返驰式转换器300包含：第一晶体管30及第二晶体管40，用以构成半桥电路。变压器10及谐振电容20彼此串联并耦接于半桥电路的切换节点lx，变压器10包括一次侧绕组np、二次侧绕组ns以及辅助绕组na，其中一次侧绕组np及二次侧绕组ns具有匝数比n，二次侧绕组ns及辅助绕组na具有匝数比m。一次侧控制器200产生驱动信号sh及驱动信号sl，驱动信号sh及驱动信号sl经由半桥电路切换变压器10，以于变压器10的二次侧产生输出电压vo。驱动信号sh驱动第一晶体管30，以激磁变压器10。驱动信号sl于变压器10的去磁与谐振时段中导通第二晶体管40，驱动信号sl也用于导通第二晶体管40以产生流经变压器10的循环电流，以实现第一晶体管30的零电压切换。电阻60通过侦测变压器10的一次侧开关电流ip而产生电流感测信号vcs。
141.驱动信号sh及驱动信号sl根据反馈信号vfb而产生，其中反馈信号vfb根据谐振半桥返驰式转换器300的输出功率而产生。二次侧控制器100耦接于输出电压vo以产生反馈信号vfb，反馈信号vfb经由光耦合器90耦接于一次侧控制器200。二次侧控制器100也用以产生驱动信号sg，以于变压器10的去磁时段tds中驱动二次侧同步整流器70。辅助绕组na于变压器10切换时产生辅助绕组信号vna，电阻51、电阻52用以将辅助绕组信号vna衰减以产生
辅助信号vaux，辅助信号vaux耦接于一次侧控制器200。在一实施例中，电阻55耦接于一次侧控制器200，通过电阻55以设定参数而产生去磁信号sdmg。
142.图4显示对应于图3的实施例的操作波形图。当驱动信号sh导通时，变压器10被激磁并产生激磁电流im，当驱动信号sh不导通时，变压器10被去磁。于去磁时段tds中，变压器10产生二次侧开关电流is，驱动信号sl相关于变压器10的去磁时段tds。在一实施例中，驱动信号sl的导通期间tsl(亦即脉宽)等于或长于变压器10的去磁时段tds，由此避免变压器10操作于连续导通模式(continuous conduction mode，ccm)。于变压器10的去磁时段tds中，谐振电容20上产生反射电压vx，其中反射电压vx与输出电压vo的关系为：vx＝n*vo。
143.当驱动信号sh不导通时，驱动信号sl可被导通，而当驱动信号sl不导通时，驱动信号sh可被导通。驱动信号sh与驱动信号sl之间(即驱动信号sh与驱动信号sl都不导通时)可包括空滞时间(例如时段trh、时段trl)。
144.图4的不同时段中的操作细节详见下列说明。
145.时点t1至时点t2的时段为激磁变压器周期，本时段中第一晶体管30导通且第二晶体管40关断，流经变压器10中的一次侧开关电流ip增加且谐振电容20的电压也增加，此时变压器10被激磁而谐振电容20进行充电，二次侧同步整流器70关断且其本体二极管75具有逆向偏压，因此，此时并无能量被转换至二次侧。
146.时点t2至时点t3的时段为第一循环电流周期，本时段中第一晶体管30与第二晶体管40均关断，变压器10的循环电流强制半桥电路的切换节点电压vhb下降，直到第二晶体管40的本体二极管45导通为止。时点t2至时点t3的时段相关于准谐振时段(quasi-resonant period)，以实现第二晶体管40的零电压切换，此时变压器10的一次侧电压与谐振电容20于时点t3的电压相同。
147.时点t3至时点t4的时段为谐振周期(正电流)，本时段中，在零电压切换的状态下，第一晶体管30关断且第二晶体管40导通，此时输出电压vo等于谐振电容20的跨压vcr除以匝数比n，电流开始流经二次侧同步整流器70，储存于变压器10的能量被转换至输出端而产生输出电压vo。由于变压器10的漏电感lr与谐振电容20(cr)形成电感电容槽(lc tank)，因此二次侧电流于谐振频率lr及cr所决定的时段中为正弦波的形式。变压器10的一次侧电流为激磁电流im与二次侧开关电流is之和。流经谐振槽(lr，cr)的电流仍为正电流，其主要由变压器10的激磁电感驱动，并且流经谐振电容20。
148.时点t4至时点t5的时段为谐振周期(负电流)，本时段中第一晶体管30继续关断且第二晶体管40继续导通，能量持续转换至二次侧，但谐振槽电流被谐振电容20的电压反向驱动，谐振电容20的能量不仅被转换至二次侧，还于第二晶体管40持续导通(例如时点t4至时点t5)时，用以将变压器10的激磁电流位准拉至负值。
149.时点t5至时点t6的时段为反向激磁变压器周期(负电流)，本时段自变压器10的去磁时段tds结束时至第二晶体管40关断时，谐振电容20反向激磁变压器10，并产生负电流。
150.时点t6至时点t7的时段为第二循环电流周期，本时段中第一晶体管30与第二晶体管40均关断，变压器10的负电流于时点t5至时点t6被感应而产生，以强制半桥电路中切换节点lx上的切换节点电压vhb增加，直到其导通第一晶体管30的本体二极管35为止。
151.时点t7之后，开始另一个与时点t1至时点t2的时段相似的周期，第一晶体管30在零电压切换状态下导通且第二晶体管40关断，若变压器谐振槽中的循环电流仍为负电流，
则谐振槽中多余的能量将被送回输入端(供应输入电压vin的节点)。
152.在轻负载的状态下，当输出功率降低时，驱动信号sh与驱动信号sl的脉宽将对应减少，故驱动信号sh与驱动信号sl的切换频率于轻负载状态下增加，由于铁芯损失(core loss)、开关损耗(switching loss)等功率损耗增加，因此导致功率转换器的功率转换效率变差。
153.图5显示降低驱动信号sh与驱动信号sl的切换频率的操作波形图。一种改善功率效率的方式是，通过延长驱动信号sl关断(例如时点t3)至驱动信号sh导通(例如时点t5)之间的时间，可降低切换频率，然而，驱动信号sl的关断将产生循环电流，进而导致切换节点电压vhb的电压突波vpk以及辅助信号vaux的电压降vdp，电压突波vpk与电压降vdp将造成功率损耗与噪声。
154.需注意的是，前述驱动信号sh与驱动信号sl的导通或关断都各自对应于第一晶体管30与第二晶体管40的导通或关断。
155.图6显示本发明的具有省略周期的谐振半桥返驰式转换器的一实施例的操作波形图。
156.请参阅图6，在一实施例中，驱动信号sh于激磁变压器10的激磁周期中(例如时点t1至时点t2)导通，以激磁变压器10。驱动信号sh关断后，驱动信号sl于谐振周期中(例如时点t2至时点t3)导通，且具有谐振脉冲(例如时点t2至时点t3)，一个激磁周期与一个谐振周期形成一个切换周期(例如时点t1至时点t3)。
157.如图6所示，在一实施例中，省略周期tx起始于驱动信号sh转为不导通的不导通时点(例如时点t4)，且当省略周期tx终止时(例如时点t6)，驱动信号sl转为导通。在一实施例中，当输出功率因省电而降低时，省略周期tx将对应增加(即切换频率减少)。
158.请继续参阅图6，相较于无省略周期的时段，例如时点t1至时点t3，驱动信号sl于省略周期中(例如tx)不导通而无谐振脉冲，举例而言，在现有技术中，驱动信号sl于时点t4至时点t5所存在的一个脉冲，即驱动信号sl的谐振脉冲，在本实施例中已被省略，如图6所示，因此，于省略周期中(时点t4至时点t6)，并无负循环电流产生。现有技术中，切换节点电压vhb产生的电压突波vpk以及辅助信号vaux产生的电压降vdp，在本实施例中也已被避免。在一实施例中，如图6所示，驱动信号sh于省略周期中(例如tx)也为不导通状态。
159.在一实施例中，当驱动信号sh关断后，于省略周期的部分时间中(例如于时点t4至时点t5之间的一部分时间)，变压器10的去磁电流的一部分流经第二晶体管40的本体二极管45。换言之，在一实施例中，驱动信号sl中并无双脉冲(double pulses)。在一实施例中，驱动信号sh中也无双脉冲。就一观点而言，于驱动信号sh的单一脉冲之后，接着产生驱动信号sl的单一脉冲，于驱动信号sl的单一脉冲之后，接着产生驱动信号sh的单一脉冲，即便谐振半桥返驰式转换器操作于具有省略周期的状态亦同。就另一观点而言，于驱动信号sh的两个连续脉冲之间，驱动信号sl包括最多一个脉冲，于驱动信号sl的两个连续脉冲之间，驱动信号sh包括最多一个脉冲。
160.在一实施例中，于输出功率低于预设阈值时，产生省略周期tx。在一实施例中，省略周期tx随着输出功率的降低而对应增加。在一实施例中，即使在驱动信号sl无法实现第一晶体管30的零电压切换的情况下，第二驱动信号于第一驱动信号的两个连续脉冲之间不包括第二个脉冲，因而不以第二个脉冲实现第一晶体管30的零电压切换。
161.请继续参阅图6，在一实施例中，驱动信号sl的零电压切换脉冲(例如pzv)于省略周期经过后导通第二晶体管40，以实现零电压切换周期(例如时点t6至时点t7)。
162.如图6所示，在一实施例中，于省略周期后的零电压切换脉冲pzv之后，接着产生至少一个切换周期(例如时点t7至时点t9)。
163.请继续参阅图6，在一实施例中，谐振周期可包括延续零电压切换期间(例如时点t3’至时点t3)，延续零电压切换期间用以实现第一晶体管30的零电压切换。换言之，本实施例中，谐振脉冲的第一部分(例如时点t2至时点t3’)用以实现变压器10与谐振电容20的谐振，而谐振脉冲的第二部分(例如时点t3’至时点t3)用以产生循环电流以实现第一晶体管30的零电压切换。
164.图7显示本发明的谐振半桥返驰式转换器中一次侧控制器的一实施例方块图。在一实施例中，一次侧控制器200包括计时器25以及控制元件240。在一实施例中，控制元件240用以根据输入电压vin(经由辅助信号vaux)与反馈信号vfb而产生驱动信号sh与驱动信号sl，计时器25用以产生前述省略周期tx。
165.如图7所示，在一实施例中，计时器25根据相关于输出功率的信息，判断输出功率是否低于预设阈值，当输出功率被判断为低于预设阈值时，计时器25开始计算省略周期tx，并控制控制元件240于省略周期tx中省略驱动信号sh与驱动信号sl的脉冲。
166.请再次参阅图4，当谐振半桥返驰式转换器处于中负载及轻负载的状态时，时点t4至时点t5的谐振周期较短，无法产生足够的负电流(能量)以实现零电压切换，因此，负电流的主要部分来自时点t5至时点t6所产生的电流。
167.然而，较高的负电流将导致较高的功率损耗，为了将实现零电压切换的负电流控制在适当位准，去磁时段的控制必须准确，因此需产生去磁信号sdmg对应于变压器10的去磁时段tds。
168.图8显示本发明的谐振半桥返驰式转换器中一次侧控制器的一实施例方块图。在一实施例中，一次侧控制器208包括去磁仿拟器250以及控制元件248。在一实施例中，控制元件248用以根据输入电压vin(经由辅助信号vaux)与反馈信号vfb而产生驱动信号sh与驱动信号sl，去磁仿拟器250用以根据去磁相关信号而产生去磁信号sdmg，以仿拟去磁时段tds，其中去磁相关信号例如变压器10的反射电压(经由辅助信号vaux)。
169.请同时参阅图9，图9显示本发明的去磁仿拟器产生去磁信号的操作波形图。
170.于切换周期中，谐振半桥返驰式转换器周期性地操作于非不连续导通模式(例如时点ta至时点tc’)，驱动信号sh首先导通第一晶体管30，以激磁变压器10进而产生一次侧开关电流ip(例如时点ta’至时点tb)，于第一晶体管30关断后，驱动信号sl用以于谐振周期中(时点tb至时点tc)导通(例如时点tb至时点tc’)第二晶体管40，并用以产生循环电流(例如时点tc至时点tc’)以实现第一晶体管30的零电压切换。于非不连续导通模式的切换周期中，驱动信号sl的导通期间tsl(例如时点tb至时点tc’)由去磁信号sdmg的脉宽(例如tdsx’)决定，其中去磁信号sdmg由去磁仿拟器250根据先前强制插入的不连续导通模式中的校正而产生。在一实施例中，去磁信号sdmg的导通期间tdsx’于先前主动强制的不连续导通模式期间中被校正，并用以使得控制元件248控制第二晶体管40的最小导通时间，由此于第一晶体管30关断后的非不连续导通模式期间，去磁变压器10。在一实施例中，如图9所示，驱动信号sl的导通期间tsl(例如时点tb至时点tc’)可为去磁信号sdmg的导通期间tdsx’加
上一延迟时间(例如时点tc至时点tc’)，以于去磁时段后，在一次侧开关电流ip上建立负循环电流，以实现第一晶体管30的零电压切换。
171.需注意的是，非不连续导通模式是指不是不连续导通模式的操作模式，例如：连续导通模式(continuous conduction mode，ccm)，或准谐振模式(quasi-resonant mode，qrm)的操作，准谐振模式又称为边界导通模式(boundary conduction mode，bcm)。
172.在一实施例中，当一次侧开关电流ip已有预设数量(例如一正整数nc)的切换周期(例如时点ta至时点t1)操作于非不连续导通模式(例如准谐振模式)时，至少一个切换周期被主动强制操作于不连续导通模式(例如时点t1至时点t3)。因此，去磁仿拟器250用以于强制插入的不连续导通模式中，根据变压器10的去磁时段tds而校正去磁信号sdmg的导通期间tdsx。
173.如图9所示，于强制插入的不连续导通模式中，变压器10的去磁时段tds从辅助信号vaux的上升缘(rising edge)开始，并于辅助信号vaux(例如时点t2至时点t3)的下降缘(falling edge，即膝点kn)结束。具体而言，本实施例中，可通过感测辅助信号vaux而侦测反射电压，辅助信号vaux来自第一晶体管30的关断期间中，变压器10的辅助绕组na。反射电压出现的时间长度，即辅助信号vaux自上升缘至膝点kn的脉宽，相关于变压器10的去磁时段tds。
174.在一实施例中，一次侧控制器208还包括周期计数器260，周期计数器260用以根据一次侧开关电流ip而计算切换周期操作于非不连续导通模式的数量，且当一次侧开关电流ip被判断为已有预设数量的切换周期非操作于不连续导通模式时，周期计数器260用以控制控制元件248主动强制操作于不连续导通模式。在一实施例中，周期计数器260可经由电流感测信号vcs而感测一次侧开关电流ip，由此判断操作于非不连续导通模式。
175.在一实施例中，如图9所示，于强制不连续导通模式切换周期中，驱动信号sl持续控制第二晶体管40为不导通，使得半桥电路不仅操作于不连续导通模式，也操作于异步切换模式，其中于强制不连续导通模式切换周期中，变压器10的去磁电流(例如时点t2至时点t2’的ip)的一部分流经第二晶体管40的本体二极管45。
176.请继续参阅图9，在不连续导通模式dcm之后(例如时点t4至时点t5)，驱动信号sl的第一脉冲导通第二晶体管40，以自谐振电容20至变压器10激磁变压器10，进而产生负循环电流(时点t4至时点t5的ip)以实现第一晶体管30的零电压切换。
177.图10显示本发明产生去磁信号sdmg的去磁仿拟器的一具体实施例示意图。在一实施例中，去磁仿拟器250包括计时产生器205、比较器280以及逻辑电路285。
178.在一实施例中，计时产生器205包括积分器，积分器由开关231及电容230组成，开关231由取样信号smp所控制，取样信号smp相关于驱动信号sh以对电流感测信号vcs取样。放电电流id相关于n*vo，用以将电容230的跨压vc放电。跨压vc通过比较器280而与参考电压vref进行比较。逻辑电路285根据比较器输出cpo与相关于驱动信号sh的取样信号smp而产生去磁信号sdmg。在一实施例中，参考电压vref为0伏特，当一次侧开关电流ip为0时，电流感测电压vcs为0。
179.在一实施例中，去磁信号sdmg的时间长度相关于变压器10的输入电压的电压位准(vinx)，亦即如图3所示，一次侧绕组np与谐振电容20的耦接节点nnp上的电压，去磁信号sdmg的时间长度也相关于变压器10的输出电压的电压位准(例如n*vo)及变压器10于第一
晶体管30导通时的激磁时段(tw)。需注意的是，变压器10的输入电压的电压位准vinx等于输入电压vin减去谐振电容20的跨压vcr。
180.根据变压器10被去磁的磁通量等于变压器10被激磁的磁通量，可列出以下式1：
181.vinx*tw＝n*vo*tds
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(式1)
182.其中tw为在变压器10的激磁时段中，变压器10的输入电压的电压位准vinx的出现时间；n*vo为在变压器10的去磁时段tds中，变压器10的电压。n为一次侧绕组np及二次侧绕组ns的匝数比，vo为二次侧绕组ns的电压(即输出电压)。
183.在变压器10被激磁后，电流感测信号vcs的位准vcsp相关于一次侧开关电流ip于激磁过程结束的峰值，且于图3所示的电阻60上产生，其可以下列式2表示：
184.vcsp＝(vinx/l)*tw*rs
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(式2)
185.其中l为变压器10的一次侧绕组np的电感，rs为电阻60的电阻值，vcsp为变压器10于激磁过程结束的电压位准。
186.设id＝n*vo/rt，其中rt为电阻55的电阻值。
187.去磁信号sdmg的脉宽tdsx可被表示为：
188.tdsx＝(c*vcsp)/id，其中c为电容230的电容值。
189.tdsx＝(rt*c*vcsp)/(n*vo)
190.tdsx＝(rt*c/(n*vo))*(rs/l)*vinx*tw
191.设rt＝l/(rs*c)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(式3)
192.tdsx＝(vinx*tw)/(n*vo)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(式4)
193.当式3的条件满足时，式4所示的去磁信号sdmg的导通期间tdsx等于变压器10的去磁时段tds。
194.请继续参阅图10，开关231导通以对电流感测信号vcs取样至电容230，且于开关231关断时(即激磁结束时)，电流感测信号vcs的位准vcsp被保持在电容230，开关231由取样信号smp控制。当开关231关断时，去磁信号sdmg被使能(例如通过逻辑电路285)，换言之，当去磁信号sdmg开始使能时，电容230的跨压vc为电流感测信号vcs的峰值。在开关231关断之后，放电电流id开始将电容230放电，当电容230经由放电电流id(id＝n*vo/rt)完全放电完成时(vc＝0v)，去磁信号sdmg禁止。图10及图3所示的电阻55用以设定去磁信号sdmg的预设脉宽。
195.在一实施例中，于强制插入的不连续导通模式切换周期中，去磁信号sdmg的脉宽tdsx可通过去磁仿拟器250而与辅助信号vaux的脉宽所示意的去磁时段tds做比较，因此去磁信号sdmg的脉宽tdsx可被校正而用于接下来的非不连续导通模式切换周期。在一实施例中，去磁仿拟器250还用以根据不连续导通模式中所侦测到的去磁时段tds而调整电阻255的电阻值，以校正去磁信号sdmg的脉冲期间tdsx。
196.在其他实施例中，除了调整电阻255的电阻值外，去磁仿拟器250也可通过以下方式校正去磁信号sdmg的脉冲期间tdsx：调整电压阈值vth以决定去磁信号sdmg的结束，或调整电容230的电容值，或调整例如图10中晶体管271与晶体管272所组成的电流镜的比值。
197.图11显示本发明的谐振半桥返驰式转换器的一较佳实施例示意图。谐振半桥返驰式转换器900相似于图3的谐振半桥返驰式转换器300。在本实施例中，谐振半桥返驰式转换器900包括第一晶体管m1、第二晶体管m2及第三晶体管m3，第一晶体管m1、第二晶体管m2及
第三晶体管m3用以构成半桥电路。就一观点而言，第一晶体管m1与第三晶体管m3配置为谐振半桥返驰式转换器900的下桥晶体管，且第二晶体管m2配置为谐振半桥返驰式转换器900的上桥晶体管。
198.根据反馈信号vfb及输入电压vin，一次侧控制器201用以产生第一驱动信号s1、第二驱动信号s2及第三驱动信号s3，第一驱动信号s1、第二驱动信号s2及第三驱动信号s3耦接以经由半桥电路而切换变压器10，由此于变压器10的二次侧产生输出电压vo。第二驱动信号s2驱动第二晶体管m2以激磁变压器10，第三驱动信号s3于变压器10的去磁与谐振时段中导通第三晶体管m3，第三驱动信号s3也用于导通第三晶体管m3以产生流经变压器10的循环电流，并于重负载状态中实现第二晶体管m2的零电压切换。换言之，第二晶体管m2为谐振半桥返驰式转换器900的一次侧上桥开关且可对应于图3的第一晶体管30，第三晶体管m3为谐振半桥返驰式转换器900的一次侧下桥开关且可对应于图3的第二晶体管40。就一观点而言，第一晶体管m1用以并联于第三晶体管m3且作为辅助一次侧下桥开关，具有独立的控制信号s1。
199.在一实施例中，在轻负载状态且操作于不连续导通模式时，通过导通第二晶体管m2而激磁变压器10之后，第三晶体管m3于变压器10的去磁与谐振时段中被控制为导通。于去磁之后，当第三晶体管m3持续关断，第一驱动信号s1用以导通第一晶体管m1，以产生流经变压器10的循环电流而实现第二晶体管m2的零电压切换。因此，第三晶体管m3在不连续导通模式的一个切换周期中可避免切换两次。
200.由于第一晶体管m1只用以产生循环电流以实现零电压切换，在一实施例中，第一晶体管m1的实际尺寸(例如长宽比)可配置为远小于第三晶体管m3的实际尺寸。因此，第一晶体管m1的驱动能力及寄生电容(例如栅极电容)低于第三晶体管m3的寄生电容，第一晶体管m1的切换损耗也因此低于第三晶体管m3的切换损耗。
201.举例而言，晶体管的栅极切换损耗pg可被表示为：
202.pg＝0.5*ciss*vg*vg*freq
203.其中ciss为晶体管的输入电容，vg为栅极驱动信号的电压位准，freq为栅极驱动信号的切换频率。
204.如上述开关功率损耗方程式，实际尺寸较小的第一晶体管m1用以专用于不连续导通模式中实现第二晶体管m2的零电压切换，因此第一晶体管m1的栅极切换损耗低于实际尺寸较大的第三晶体管m3。
205.此外，在一实施例中，第一驱动信号s1的电压位准(即vg)的振幅低于第三驱动信号s3的电压位准的振幅，因此还可降低第一晶体管m1的切换损耗，且在一实施例中，第一晶体管m1的栅极最大额定值(例如栅源极电压)也可低于第三晶体管m3的栅极最大额定值。
206.电阻60通过侦测变压器10的一次侧开关电流ip而产生电流感测信号vcs，一次侧控制器201用以根据输入电压vin而产生第一驱动信号s1，并根据输入电压vin及/或输出电压vo而产生第三驱动信号s3。一次侧控制器201还用以根据反馈信号vfb而产生第二驱动信号s2。
207.图12显示本发明的一次侧控制器201操作于不连续导通模式的一较佳实施例操作波形图。于不连续导通模式的操作中，一次侧控制器201操作于第一切换周期tcyc1并控制第一驱动信号s1于第一时段ta中导通第一晶体管m1，由此产生循环电流以实现第二晶体管
m2导通时的零电压切换。经过第一时段ta后，第一驱动信号s1、第二驱动信号s2及第三驱动信号s3用以于第一不导通时段td1(即空滞时段)中，关断第一晶体管m1、第二晶体管m2及第三晶体管m3。在一实施例中，第一不导通时段td1相关于用以实现第二晶体管m2的零电压切换的准谐振时段。经过第一不导通时段td1后，第二驱动信号s2于第二时段tb中，导通第二晶体管m2，第二晶体管m2的导通用以激磁变压器10。经过第二时段tb后，第一驱动信号s1、第二驱动信号s2及第三驱动信号s3用以于(即空滞时段)中，关断第一晶体管m1、第二晶体管m2及第三晶体管m3。在一实施例中，第二不导通时段td2相关于用以实现第三晶体管m3的零电压切换的另一准谐振时段。经过第二不导通时段td2后，第三驱动信号s3于第三时段tc中，导通第三晶体管m3，第三晶体管m3于变压器10的去磁时段中导通。经过第三时段tc后，第一驱动信号s1、第二驱动信号s2及第三驱动信号s3用以于第三不导通时段tz中，关断第一晶体管m1、第二晶体管m2及第三晶体管m3，其中激磁电流im于第三不导通时段tz中(即不连续导通模式)维持在零。经过第三不导通时段tz后，开始另一切换周期tcyc2。
208.图13显示本发明一次侧控制器的一较佳实施例方块图。在一实施例中，一次侧控制器213包括计时器22及控制元件243。控制元件243用以根据输入电压vin(经由vaux)及反馈信号vfb而产生第一驱动信号s1、第二驱动信号s2及第三驱动信号s3。
209.计时器22用以计时而产生第三不导通时段tz，第三不导通时段tz起始于第三驱动信号s3脉冲结束时(例如下降缘)。在一实施例中，当谐振半桥返驰式转换器的输出功率减少时，第三不导通时段tz对应增加，因此，谐振半桥返驰式转换器的切换频率也能因谐振半桥返驰式转换器的输出功率减少而对应减少，由此改善轻负载操作状态中的效能。
210.以上已针对较佳实施例来说明本发明，但以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的权利范围。所说明的各个实施例，并不限于单独应用，也可以组合应用，举例而言，两个或以上的实施例可以组合运用，而一实施例中的部分组成也可用以取代另一实施例中对应的组成部件。此外，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，举例而言，本发明所称“根据某信号进行处理或运算或产生某输出结果”，不限于根据该信号的本身，也包含于必要时，将该信号进行电压电流转换、电流电压转换、及/或比例转换等，之后根据转换后的信号进行处理或运算产生某输出结果。由此可知，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，其组合方式甚多，在此不一一列举说明。因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。