马达控制装置以及空调机的制作方法

1.本发明的实施方式涉及以无位置传感器方式控制马达的马达控制装置、以及通过该马达控制装置控制马达来驱动压缩机的空调机。


背景技术：

2.例如，在将无刷dc马达作为压缩机的马达使用的情况下，有时通过无位置传感器方式推定马达的旋转速度、位置，如果推定出的旋转速度与目标旋转速度存在差异，则有时进行使电流指令或者电压指令变化、将马达的旋转速度调整为目标旋转速度的控制。
3.图15表示单缸型的旋转式压缩机的截面构造，在这样的压缩机中，如图16所示，通过其机构，根据压缩机马达的旋转机械角，产生负载变动。由于该负载变动，在马达以机械角旋转一圈的期间，在旋转速度上产生不均，导致振动、噪声的产生。如果在马达存在旋转速度不均的状态下继续压缩机的运转，则例如在空调机中对输送制冷剂等的配管施加应力，致使它们的寿命降低。因而，需要当对马达进行旋转控制时进行扭矩控制，抑制伴随着负载变动的旋转速度不均的产生。
4.作为以这样的目的进行扭矩控制的现有技术，在专利文献1(日本专利第5175887号公报)中公开了以下的构成。根据扭矩电流、马达常数以及包括压缩机的压缩部的马达的惯性力矩，推定压缩机产生的负载扭矩。对负载扭矩所示的周期性变动的相位进行运算，基于负载扭矩相位决定正弦波状的扭矩校正电流，调整扭矩校正电流的振幅、相位，以使马达的速度变动减小。此外，在专利文献2(日本特开2018-93572号公报)中公开了通过由干扰观测器推定出的负载扭矩、以及决定出的与马达的驱动相关的参数，补偿扭矩指令值的技术。
5.但是，在专利文献1以及2的技术中，由于在速度控制、电流控制中使用比例积分控制，所以电流指令、电压指令被逐渐决定。即，由于在反馈控制中使用过去的信息而产生延迟，控制响应性低。进而，当采用无位置传感器方式推定马达的位置时，如果马达位置、速度的推定精度降低，则无法进行准确的扭矩控制。因而，在非常短的周期内产生扭矩变动的情况下，有可能无法充分地抑制速度变动。


技术实现要素：

6.因此，提供一种马达控制装置以及具备该马达控制装置的空调机，当在以产生比较大的负载变动为前提的系统中应用无位置传感器方式的马达控制时，能够高速追随目标速度。
7.实施方式的马达控制装置具备：电力供给部，向驱动负载的马达供给交流电力；电流检测部，检测在上述马达的绕组中流动的电流；速度、电角度推定部，基于上述电流供给部输出的电压以及上述电流，推定上述马达的旋转速度以及电角度；坐标转换部，基于上述电流以及上述电角度，得到励磁电流以及扭矩电流；扭矩电流指令决定部，通过将基于机械系统的运动方程式计算出的预测扭矩代入基于永磁铁同步马达的矢量控制坐标的扭矩式计算出的扭矩成分电流指令值，生成使所输入的速度指令与推定出的速度的差分接近零的
扭矩成分电流指令值；以及模型预测控制部，对上述电力供给部能够输出的、包含与基于空间电压矢量的多个开关模式分别对应地决定的电流变化率的多个预测电流，通过应用评价上述扭矩成分电流指令值以及从外部输入的励磁成分电流指令值和分别与其对应的预测电流之差的大小的评价函数，来选择开关模式并输出。
8.此外，实施方式的空调机具备压缩机、驱动该压缩机的马达、以及实施方式的马达控制装置。
附图说明
9.图1是表示第1实施方式的马达控制装置的构成的功能框图。
10.图2是表示应用了马达控制装置的空调机的构成的图。
11.图3是形象地表示使用了评价函数的各开关模式的评价的图。
12.图4是表示空间电压矢量的图。
13.图5是表示各电压矢量与相电压之间的关系的图。
14.图6是表示针对d轴此次求出的电流id(k)与预测电流id(k 1)之间的关系的图。
15.图7是表示压缩机的实际的负载扭矩波形和推定得到的正弦波状的负载扭矩波形的图。
16.图8是表示以往的扭矩控制与本实施方式的扭矩控制的各信号的波形的图。
17.图9是表示第2实施方式的针对空间电压矢量表示主矢量以及副矢量的选择的一例的图。
18.图10是表示针对d轴此次求出的电流id(k)与预测电流id(k 1)之间的关系的图。
19.图11是表示以往的扭矩控制与本实施方式的扭矩控制的各信号的波形的图。
20.图12是表示控制内容的流程图(其1)。
21.图13是表示控制内容的流程图(其2)。
22.图14是表示控制内容的流程图(其3)。
23.图15是表示单缸型旋转式压缩机的截面构造的图。
24.图16是表示根据压缩机马达的旋转机械角而产生的负载变动的图。
具体实施方式
25.(第1实施方式)
26.图1是表示马达控制装置的构成的功能框图。虽然未图示，但作为电力供给部的逆变器电路1通过使用6个作为半导体开关元件的例如igbt并将它们三相桥接而构成。逆变器电路1的各相输出端子与永磁铁型同步马达即无刷dc马达2的、例如星形连接的各相绕组的各端子连接。
27.电流检测部3u、3v、3w是设置于逆变器电路1的输出线的例如电流互感器，检测u、v、w各相的电流iu、iv、iw。另外，也可以检测任意两相的电流，并通过运算求出剩余一相的电流。来自这些电流检测部3u、3v、3w的电流检测信号被输入到坐标转换部4，由未图示的a/d转换器转换成数字数据。坐标转换部4将三相的电流iu、iv、iw转换成二相的电流iα、iβ，基于由作为速度、电角度推定部的位置推定部5推定出的旋转相位角θ，将静止坐标系的电流iα、iβ转换成旋转坐标系的d轴电流id、q轴电流iq。
28.作为扭矩电流指令决定部的q轴电流指令生成部6使用指令速度ω
ref
、由位置推定部5推定出的马达的角速度的积分值ω_i、负载扭矩、d轴电流指令、马达常数以及采样周期进行运算。然后，生成q轴电流指令i
qref
以使马达速度ω追随指令速度ω
ref
，并输出到模型预测控制部7。关于其详细内容将在后面叙述。此外，向模型预测控制部7输入的励磁电流指令i
dref
通常设定为零，在进行弱磁场控制等时设定负的值。
29.模型预测控制部7使用直流电压v
dc
、马达速度ω、旋转相位角θ、由坐标转换部4转换后的d轴电流id、q轴电流iq、马达常数以及采样周期，分别预测试行了逆变器电路1能够输出的8个开关模式时的d轴、q轴电流id、iq。
30.评价函数例如是用于判别预测出的d轴电流id与励磁电流指令i
dref
、q轴电流iq与由q轴电流指令生成部6提供的q轴电流指令i
qref
分别最接近的数学式。模型预测控制部7基于使用了评价函数的评价结果选择最佳的开关模式，并输出到逆变器电路1。基于所选择的开关模式的三相的占空比指令值du、dv、dw由开关信号生成部8转换成开关信号，并提供给构成逆变器电路1的各igbt的栅极。
31.针对以上所述，除了逆变器电路1之外的构成部分由微机执行的软件处理实现，构成进行矢量控制以及模型预测控制的马达控制装置10。例如在该微机中，虽然未具体图示，但具备输入输出端口、串行通信电路、用于输入电流检测信号等的模拟信号的a/d转换器、用于进行pwm控制的计时器等。
32.图2表示应用了马达控制装置的空调机的构成。构成空调机21的压缩机22通过将压缩部23与马达2收纳在同一铁制密闭容器25内而构成，马达2的转子轴与压缩部23连结。并且，压缩机22、四通阀26、室内侧热交换器27、减压装置28、室外侧热交换器29通过作为制冷剂通路的管以构成闭环的方式连接。另外，压缩机22例如是旋转型的单缸型的压缩机。
33.在制热时，四通阀26处于实线所示的状态，由压缩机22的压缩部23压缩后的高温制冷剂从四通阀26供给到室内侧热交换器27而冷凝，之后，由减压装置28减压，成为低温而流向室外侧热交换器29，在此蒸发而返回到压缩机22。另一方面，在制冷时，四通阀26切换成虚线所示的状态。因此，由压缩机22的压缩部23压缩后的高温制冷剂从四通阀26供给到室外侧热交换器29而冷凝，之后，由减压装置28减压，成为低温而流向室内侧热交换器27，在此蒸发而返回到压缩机22。并且，构成为分别通过风扇30、31对室内侧、室外侧的各热交换器27、29进行送风，通过该送风，有效地进行各热交换器27、29与室内空气、室外空气的热交换。
34.接着，参照图3至图8对本实施方式的作用的原理进行说明。如图3所示，模型预测控制部7作为第1步骤而进行预测电流的计算，作为第2步骤而进行基于评价函数的开关模式的选择。在第1步骤中，使用电流变化率，预测试行了各开关模式时的1个控制周期后的电流。首先，能够基于永磁铁同步马达的电压方程式，通过下式求出零矢量时的d轴以及q轴电流变化率s
d0
、s
q0
。
35.【数学式1】
[0036][0037]
[0038]
此处，r：绕组电阻[ω]，ld：d轴电感[h]，lq：q轴电感[h]，id：d轴电流[a]，iq：q轴电流[a]，交链磁通[wb]，ω：推定速度[rad/sec]。
[0039]
接着，能够使用(1)式、(2)式通过下式求出有效矢量时的d轴以及q轴电流变化率s
d1
、s
q1
。
[0040]
【数学式2】
[0041][0042][0043]
此处，vd：d轴电压[v]，vq：q轴电压[v]。
[0044]
图4表示试行的开关模式，图5表示开关模式与马达三相电压之间的关系。依次试行8个种类的开关模式v0～v7，生成与各开关模式对应的马达三相电压。然后，使用旋转相位角θ对马达三相电压进行坐标转换，由此，通过下式求出指令的d轴电压vd、q轴电压vq。其中，是相对转换的情况。d轴电压vd用于位置推定运算。
[0045]
【数学式3】
[0046][0047][0048]
d轴电压vd、q轴电压vq根据所试行的开关模式而变化，因此，通过(3)式、(4)式求出的s
d1
，s
q1
也变化，运算结果为8种。如图6所示，在采样周期内将所试行的开关模式设为全开的情况下，使用此次电流id(k)与(3)式、(4)式通过下式求出1个控制周期后的下次预测电流id(k 1)。在该情况下，电流的预测周期与采样周期ts[sec]相等。与s
d1
、s
q1
相同，下次预测电流id(k 1)也存在所试行的通电模式的数量、即8种。另外，v0与v7的试行结果相等，根据评价函数选择其中一个。关于这点将在后面叙述。
[0049]
id(k 1)＝id(k) tss
d1
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0050]iq
(k 1)＝iq(k) tss
q1
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0051]
接着，对第2步骤的开关模式选择进行说明。使用根据(7)式、(8)式计算出的各开关模式下的下次预测电流id(k 1)、iq(k 1)，求解下式的评价函数g。
[0052]
g＝agq bgdꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0053]gq
＝[{i
qref-iq(k 1)}]2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)
[0054]
gd＝[{i
dref-id(k 1)}]2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(11)
[0055]
此处，a、b：加权系数，gq：q轴电流的评价式，gd：d轴电流的评价式。
[0056]
(10)式的gq以及(11)式的gd是指令值与下次预测电流的差分的平方，将它们乘以加权系数a、b并相加而得的值作为(9)式的评价函数g。由于在评价函数g最小时下次预测电流最接近电流指令，所以能够从8个种类的开关模式中选择最佳的一个。此次作为一例示出了(9)式的评价函数g，但也可以根据所要求的逆变器电路1的驱动条件，变更评价函数。例如，为了减少逆变器电路1的开关损失，在评价函数中追加开关模式的转变条件。具体而言，也可以使三相的半导体开关元件的状态变化的总数为1以下，来限定开关模式的转变。当以
从有效矢量v1～v6向零矢量v0、v7转变的情况为例进行说明时，在v1、v3、v5的情况下向v0转变，在v2、v4、v6的情况下向v7转变。作为逆变器电路1的最终输出电压，将所选择的开关模式作为100％占空比的信号输出。
[0057]
另外，在实机中，通过模型预测控制决定的开关信号在1个控制周期后被更新、输出。然后，根据该开关信号流动的电流在2个控制周期后被检测。因此，在实机中，模型预测控制试行1个控制周期后的通电模式来预测2个控制周期后的电流，选择该预测电流最接近此次的电流指令的开关模式。
[0058]
接着，对q轴电流指令生成部6进行说明。在图1中，向模型预测控制部7输入q轴电流指令i
qref
以及d轴电流指令i
dref
。q轴电流指令i
qref
由q轴电流指令生成部6运算，但d轴电流指令i
dref
在本实施方式中为零。在q轴电流指令生成部6中，为了降低压缩机22的振动，对产生速度指令ω
ref
与推定速度ω的差分为零的扭矩的q轴电流指令i
qref
进行运算。q轴电流变化指令i
qref
的运算式根据模型预测控制中的预测速度以及预测扭矩的运算式求出，预测速度ω(k 1)根据机械系统的运动方程式通过下式表示。
[0059]
【数学式4】
[0060][0061]
此处，j：惯性力矩[kg
·
m2]，d：粘性摩擦系数[nm/(rad/sec)]，p：极对数，te：输出扭矩[nm]，t
l
：负载扭矩[nm]，ω：角速度[rad/sec]。
[0062]
当针对下次输出扭矩te(k 1)求解(12)式时，得到下式。
[0063]
【数学式5】
[0064][0065]
另外，在无位置传感器控制的情况下，在(12)式、(13)式的此次的速度ω(k)中，不使用推定速度ω，而使用推定速度的积分值ω_i。将其设为推定速度(积分)ω_i。在模型预测控制中，d轴电压vd、q轴电压vq针对每个采样周期而大幅度变化，因此，其结果是，包含位置误差信息的d轴感应电压ed也同样大幅度变化。因而，在推定速度ω中包含每个控制周期的较大的变动成分。因此，使用推定速度(积分)ω_i，在q轴电流指令i
qref
中不包含每个采样周期的变动成分。在(13)式中，以使预测速度ω(k 1)接近速度指令ω
ref
的方式决定下次输出扭矩te(k 1)，因此，能够如下式那样置换(13)式。
[0066]
【数学式6】
[0067][0068]
(14)式所示的下次输出扭矩是速度指令与推定速度(积分)的差分为零的扭矩与负载扭矩的合计值。接着，作为下次输出扭矩的预测扭矩根据永磁铁同步马达的矢量控制坐标的扭矩式通过下式表示。
[0069]
te(k 1)
[0070]
＝p{φiq(k 1) (l
d-lq)id(k 1)iq(k 1)}
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0071]
当针对iq(k 1)求解(15)式时，得到下式。
[0072]
【数学式7】
[0073][0074]
在(16)式中，使各预测电流iq(k 1)、id(k 1)分别接近电流指令i
qref
、i
dref
，代入(14)式，将(16)式如下式那样置换，能够算出降低压缩机22的振动的q轴电流指令i
qref
。
[0075]
【数学式8】
[0076][0077]
根据(17)式，基于速度指令与速度推定(积分)的差分为零的扭矩以及负载扭矩计算q轴电流指令i
qref
。对于前者的扭矩，通过将上述的速度差分乘以增益，能够调整控制量。对于后者的负载扭矩t
l
，例如使用通过专利文献1那样的现有技术推定出的结果。
[0078]
如图7所示，对于在空调机的运转条件下变化的压缩机的实际的负载扭矩，如果将使用现有技术推定负载扭矩等而得到的、正弦波近似的负载扭矩的基本波信息用于模型预测控制，则产生模型误差，因此，结果产生速度误差。在(14)式中，加上现有技术中没有的右边第一项进行补偿，因此，通过根据(17)式决定q轴电流指令i
qref
，能够使推定速度ω追随速度指令ω
ref
。
[0079]
在图8中示出以30rps、变动负载、与控制频率相等的采样频率5khz驱动马达时的模拟结果。在以往的矢量控制以及扭矩控制中使用pi控制，实际的推定速度、电流逐渐追随指令值，决定最终的逆变器输出电压，因此，响应性低。此外，pwm信号的生成是载波比较方式，因此，控制频率与开关频率相等。
[0080]
另一方面，本实施方式的模型预测控制如以上说明的那样使用电气/机械的模型直接决定指令值，因此，能够实现高响应。保持控制频率为5khz不变，在需要切换的定时对作为预测出的结果而选择的100％占空比的信号进行开关。例如，在此次的驱动条件的情况下，平均的开关频率降低到约1khz，这表明能够降低功率器件的开关损失而提高效率。
[0081]
如以上那样，根据本实施方式，逆变器电路1向驱动作为负载的空调机21的压缩机22的马达2供给交流电力，电流检测部3检测在马达2的绕组中流动的电流iu、iv、iw。位置推定部5基于逆变器电路1输出的电压以及上述电流，推定马达2的旋转速度ω以及电角度θ，坐标转换部4基于电流iu～iw以及电角度θ，得到励磁电流id以及扭矩电流iq。
[0082]
q轴电流指令生成部6将基于机械系统的运动方程式计算出的预测扭矩te(k 1)代入基于马达2的矢量控制坐标的扭矩式计算出的扭矩成分电流指令值，生成使所输入的速度指令ω
ref
与推定出的速度ω的差分接近零的扭矩成分电流指令值i
qref
。模型预测控制部7对逆变器电路1能够输出的、包含与基于空间电压矢量的多个开关模式分别对应地决定的电流变化率的多个预测电流，通过应用评价扭矩成分电流指令值i
qref
以及从外部输入的励磁成分电流指令值i
dref
和分别与其对应的预测电流之差的大小的评价函数，来选择开关模式并输出。
[0083]
具体而言，模型预测控制部7从每60度电角度设定的6个空间电压矢量加上2个零矢量而得的8个开关模式中选择一个开关模式，且将所选择的开关模式以相对于开关周期
的占空比100％输出。
[0084]
由此，如压缩机22那样，在以产生比较大的负载变动为前提的空调机21中，当通过无位置传感器方式控制马达2时，能够使马达2的速度ω高速追随目标速度ω
ref
。并且，通过将所选择的开关模式以相对于开关周期的占空比100％输出，能够降低开关损失，因此，总体上能够提高空调机21的产品性能。
[0085]
此外，q轴电流指令生成部6作为生成扭矩成分电流指令值i
qref
的参数，使用在通过位置推定部5求出旋转速度的推定值ω的过程中得到的推定速度的积分值ω_i，因此，能够避免在指令值i
qref
中包含电流的每采样周期的变动。
[0086]
进而，模型预测控制部7能够使用将扭矩成分电流指令值i
qref
与对应的预测电流iq(k 1)之差的平方值和励磁成分电流指令值i
dref
与对应的预测电流id(k 1)之差的平方值相加的函数，作为评价函数g，因此能够妥当地进行各开关模式的评价。
[0087]
(第2实施方式)
[0088]
以下，对与第1实施方式相同的部分标注相同的符号并省略说明，对不同的部分进行说明。在第1实施方式的控制中，选择一个作为开关模式的电压矢量来减少开关次数，但马达2的电流纹波增加，因此，在第2实施方式中，追加用于减少电流纹波的控制。因此，在第1实施方式的模型预测控制中的第1步骤以及第2步骤中，追加伴随使用两个电压矢量的各矢量的产生时间的计算，作为第3步骤。
[0089]
当如第1实施方式那样将所选择的电压矢量作为主矢量时，选择与该主矢量相邻的电压矢量的任一方作为副矢量，调整各矢量的产生时间，通过空间矢量调制，输出合成的最终的电压矢量。由此，在载波比较方式中，逆变器电路1也能够输出任意的电压矢量。
[0090]
图9表示在第2实施方式的情况下输出的电压矢量。在第1实施方式中，预测仅将主矢量设为全开、即以100％占空比输出的情况下的电流，对于评价函数g最小的开关模式，从包括零矢量的8个电压矢量中选择一个。在第2实施方式中，开关模式只要从除了零矢量之外的6个模式(v1～v6)中选择即可。此时，所选择的开关模式成为主矢量，因此，将与其对应的电流变化率s
d1
、s
q1
设为s
d1_main
、s
q1_main
。
[0091]
在图9中，例如，当评价函数g最小的主矢量为v1时，副矢量为v2或者v6。当预测电流时，对所有开关模式的电流变化率进行运算，因此，将和副矢量对应的s
d1
、s
q1
设为s
d1_sub
、s
q1_sub
。
[0092]
定义考虑了产生时间的预测电流的运算式，对其联立方程式求解，由此能够计算主矢量和副矢量的产生时间。通过求出主矢量和副矢量的产生时间，能够判定选择v2、v6的哪一个作为副矢量。假设在误选择副矢量算出了产生时间的情况下，副矢量的产生时间成为负的值。此时，重新选择其他的副矢量，再次计算产生时间。
[0093]
接着，导出产生时间的运算式。首先，如图10所示，考虑了主矢量的产生时间的情况下的下次预测电流的运算式通过下式求出。基于有效矢量与零矢量各自的产生时间以及电流变化率，预测下次的电流。
[0094]
id(k 1)＝id(k) (t
s-t
main
)s
d0
t
mainsd1_main
[0095]
＝id(k) tss
d0
tmain(s
d1_main-s
d0
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(18)
[0096]iq
(k 1)＝iq(k) (t
s-t
main
)s
q0
t
mainsq1_main
[0097]
＝iq(k) tss
q0
t
main
(s
q1_main-s
q0
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(19)
[0098]
另外，t
main
是主矢量的产生时间[sec]。
[0099]
如果在(18)式、(19)式中追加副矢量的产生时间以及电流变化率，则成为下式。
[0100]
id(k 1)＝id(k) tss
d0
t
main
(s
d1_main-s
d0
) t
sub
(s
d1_sub-s
d0
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(20)
[0101]iq
(k 1)＝iq(k) t
sq0
t
main
(s
q1_main-s
q0
) t
sub
(s
q1_sub-s
q0
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(21)
[0102]
另外，t
sub
是副矢量的产生时间[sec]。
[0103]
从(20)式、(21)式消去t
sub
，对t
main
求解，得到下式。
[0104]
【数学式9】
[0105][0106]
在(22)式中，以使d轴以及q轴的下次预测电流id(k 1)、iq(k 1)接近d轴电流指令i
dref
以及q轴电流指令i
qref
的方式决定主矢量的产生时间，因此，能够如下式那样置换(22)式。
[0107]
【数学式10】
[0108][0109]
通过将在第1步骤中得到的电流变化率代入(23)式，能够求出主矢量的产生时间。
[0110]
同样地，求出副矢量的产生时间。当对于t
sub
求解(21)式时，得到下式。
[0111]
【数学式11】
[0112][0113]
在(24)式中，以使q轴的下次预测电流iq(k 1)接近q轴电流指令i
qref
的方式决定副矢量的产生时间，因此，能够如下式那样置换(24)式。
[0114]
【数学式12】
[0115][0116]
将通过(23)式求出的t
main
代入(25)式，能够求出副矢量的产生时间。根据以上所述，能够决定主矢量和副矢量的产生时间，通过除以控制周期，求出主矢量和副矢量的占空比。然后，作为占空比的限制处理，实施以下处理。在求出的主矢量和副矢量的占空比为负的情况下设定为0％。主矢量和副矢量的占空比的合计值最大为100％，在合计值为100％以上的情况下，通过将主矢量和副矢量的占空比分别除以合计值来进行校正。在实施了以上的限制处理的情况下，占空比被变更，因此，将变更后的占空比乘以控制周期，重新运算t
main
和t
sub
。如果基于图9将主矢量和副矢量的占空比分配给三相的占空比，则能够生成最接近此次的电流指令的1个控制周期后的pwm波形。
[0117]
以下，按照控制周期反复进行模型预测控制。换言之，此次的pwm信号波形是上次的模型预测控制的结果，当在上述的第1步骤中求出1个控制周期后的下次预测电流时，在第2实施方式的情况下，与第1实施方式的(7)、(8)式不同，需要电流变化率以及矢量产生时间的上次值，因此通过(20)、(21)式求出。
[0118]
此外，在第2实施方式中，对于位置推定运算用的d轴电压vd，与试行开关模式时相比，最终输出的值不同，因此，需要通过下式重新计算。其中，是相对转换的情况。
[0119]
【数学式13】
[0120][0121]
图11中示出模拟结果。以使预测电流接近电流指令值的方式决定通过评价函数决定的主矢量和相邻的任一方的副矢量的产生时间，逆变器能够输出任意的电压矢量，因此，能够在选择了最佳的开关模式的基础上减小电流纹波。
[0122]
图12至图14是以选择性地执行第1、第2实施方式的控制为前提的流程图。首先，在通过(1)、(2)式对零矢量的电流变化率s
d0
、s
q0
进行运算时(s1)，在步骤s3～s9的反复处理中进行各开关模式的试行、评价。对基于所试行的开关模式的输出电压vu、vv、vw进行运算(s3)，根据这些电压对励磁电压vd、扭矩电压vq进行运算(s4)。
[0123]
接着，对于有效矢量v1～v6的一个，通过(3)、(4)式对电流变化率s
d1
、s
q1
进行运算(s5)，通过(7)、(8)式对预测电流id(k 1)、iq(k 1)进行运算(s6)。另外，当为了进行第2实施方式的控制而计算各相的占空比du、dv、dw时，预先存储电流变化率s
d1
、s
q1
。然后，通过(9)式对评价函数g进行运算(s7)，对运算结果进行比较，选择评价函数g的最小值(s8)。如果此次的运算结果暂时为最小(是)，则更新对应的开关模式、vd及vq、预测电流id(k 1)、iq(k 1)(s9)。
[0124]
当试行了所有开关模式时(s2；是)，在进行第1实施方式的控制的情况下(s10；是)，对于所选择的开关模式，将主矢量的占空比设定为100％(s11)。然后，当根据所选择的主矢量设定各相的占空比du、dv、dw时(s23)，在进行第1实施方式的控制的情况下(s24；是)，直接结束处理。另外，由用户选择设定进行第1、第2实施方式的哪一个的控制。
[0125]
另一方面，在进行第2实施方式的控制的情况下(s10；否)，选择与所选择的主矢量相邻的两个矢量中的一方作为副矢量(s12)。然后，分别通过(23)式、(25)式对主矢量的产生时间t
main
、副矢量的产生时间t
sub
进行运算(s13、s14)，对主矢量以及副矢量的占空比进行运算(s15)。如果副矢量的占空比为正的值(s16；是)，则副矢量的选择是适当的，进行占空比的限制处理(s17)，通过(20)式、(21)式重新运算预测电流id(k 1、iq(k 1)(s18)。然后，转移到步骤s23。
[0126]
如果副矢量的占空比为负的值(s16；否)，则选择与主矢量相邻的两个矢量中的另一方作为副矢量(s19)。然后，进行与步骤s13～s15相同的处理(s20～s22)，转移到步骤s17。
[0127]
此外，在图14所示的处理中，在进行第2实施方式的控制的情况下(s24；否)，根据所选择的副矢量设定各相的占空比du、dv、dw(s25)，通过(26)式重新运算励磁电压vd(s26)。电压vd用于无位置传感器控制。另外，也可以一并求出扭矩电压vq，但扭矩电压vq实际上未被使用。
[0128]
如以上那样，根据第2实施方式，模型预测控制部7当从以每60度电角度设定的6个空间电压矢量中选择一个开关模式作为主矢量时，选择与该主矢量相邻的2个空间电压矢量中的一方作为副矢量，在开关周期内，调整主矢量以及副矢量各自的输出时间。由此，与第1实施方式的控制相比，能够进一步减小电流纹波。
[0129]
(其他实施方式)
[0130]
对于评价函数g，并不限定于(9)～(11)式，只要适当选择合适的函数即可。
[0131]
马达的负载并不限定于压缩机。
[0132]
对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子而提示的，并不意图对发明的范围进行限定。这些新的实施方式能够以其他各种方式加以实施，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含于发明的范围及主旨中，并且包含于技术方案所记载的发明和与其等同的范围中。