操作转换器电路的方法、相应的转换器电路和驱动器设备与流程

操作转换器电路的方法、相应的转换器电路和驱动器设备
1.相关申请的交叉引用
2.本技术要求意大利于2021年7月14日提交的第102021000018548号专利申请的优先权，该申请的内容在法律允许的最大范围内通过引用完整地包含在此。
技术领域
3.本描述涉及dc-dc转换器中的电流感测和相应的电路。
4.一个或多个实施例可应用于显示面板技术，例如有源矩阵有机发光二极管(amoled)器件。


背景技术：

5.各种电源电路，例如ac-dc或dc-dc切换模式电源，在本领域中是已知的。
6.电子转换器的种类很多，主要分为隔离式和非隔离式两种。
7.转换器目前称为“降压”、“升压”、“降压-升压”、“cuk”、“sepic”和“zta”转换器，是非隔离式电子转换器的示例。
8.转换器目前称为“反激式”、“正激式”、“半桥式”和“全桥式”转换器是隔离式电子转换器的示例。
9.这些转换器是本领域技术人员已知的，例如由意法半导体的申请注释an513/0393“topologies for switched mode power supplies”，l.wuidart，1999(通过引用并入本文)所证明。
10.dc-dc转换器，特别是升压型转换器，可用于各种应用场合。根据应用，为了提供足够的效率和性能水平，希望转换器电路工作在不同的模式(例如，连续导通模式(ccm)、不连续导通模式(dcm)、异步模式、同步模式等)中，并在不同的场景中可靠地操作。在这种情况下，dc-dc转换器的设计相当复杂。
11.例如，dc-dc转换器可用作amoled显示面板的显示驱动器。这些可以包括不同的dc-dc转换器，其被配置为生成用于显示面板的差分供电电压。
12.在这样的应用场景中，(正)调节电源上的任何纹波/瞬变直接影响显示性能，例如，导致显示闪烁。这约束输出调节电压尽可能平坦和平滑。
13.因此，面板电流测量可以是被配置为驱动amoled显示面板的电路的关键品质因数。
14.现有的解决方案可以设想在升压转换器的高侧开关上使用电流感测。
15.这些现有解决方案的缺点包括，例如：引入额外的静态电流；增加芯片面积占用；额外的电流消耗，可能导致较低的效率，尤其是在轻负载的情况下；并引入了由于电流可测性的单向性而产生的误差，难以与升压转换器的强制ccm操作兼容。
16.本领域需要在解决前述所讨论的缺点方面做出贡献。


技术实现要素：

17.一个或多个实施例可以涉及一种方法。一种操作转换器电路的方法可以是这种方法的示例。
18.一个或多个实施例可以涉及相应的转换器电路。
19.一个或多个实施例可以涉及被配置为驱动负载(例如amoled显示面板)的相应驱动设备。
20.一个或多个实施例通过经由逆变式降压-升压转换器(例如，在面板电源的负轨上)、采样和保持电路块以及(例如，低通加权)滤波器来感测高侧(hs)开关电流来促进测量面板电流。
21.一个或多个实施例提高了在轻面板电流下的精度和/或效率。
22.一个或多个实施例有助于节省芯片面积和电流消耗。
23.一个或多个实施例有助于减少静态电流消耗。
24.一个或多个实施例可以提供具有相对容易可调谐性的可调谐解决方案。
25.例如，一个或多个实施例可以集成有用于偏移消除和灵敏度的微调。
附图说明
26.现在将参考附图仅通过非限制性示例描述一个或多个实施例，其中：
27.图1是显示面板的驱动器设备的示例性示图；
28.图2是根据本公开的转换器电路的示例性图；
29.图3a、图3b和图3c是图2的转换器电路中的信号的示例性时间图；
30.图4和图5是一个或多个实施例中的另一信号的示例性时间图；
31.图6是根据本公开的转换器电路的示例性图；
32.图7是根据本公开的转换器电路的替代实施例的示例性图；
33.图8和图9是图7的替代实施例中的信号的示例性时间图；和
34.图10和图11是根据本公开的转换器电路的替代实施例的示例性图。
具体实施方式
35.在接下来的描述中，示出了一个或多个具体细节，旨在提供对本描述的实施例的示例的深入理解。可以在没有一个或多个特定细节的情况下获得实施例，或者利用其他方法、组件、材料等获得实施例。在其他情况下，未详细说明或描述已知结构、材料或操作，从而不会模糊实施例的某些方面。
36.在本说明书的框架中对“实施例”或“一个实施例”的引用旨在指示在至少一个实施例中包括关于该实施例描述的特定配置、结构或特性。因此，在本说明书的一个或多个点中可能存在的诸如“在实施例中”或“在一个实施例中”的短语不一定指同一个实施例。
37.此外，在一个或多个实施例中，特定构象、结构或特性可以以任何适当的方式组合。
38.这些图是简化的形式，没有精确的比例。
39.在本文所附的图中，类似的部件或元件用类似的参考/数字表示，并且为了简洁起见，将不再重复相应的描述。
40.本文使用的参考符号仅仅是为了方便而提供的，因此没有定义保护的范围或实施例的范围。
41.如图1所示，驱动器电路系统10经由第一(例如，正)轨100a和第二(例如，负)轨100b耦合到显示面板dp。例如，由于耦合到轨100a、100b，电流i
out
流入面板中。例如，驱动电路系统10被配置为驱动面板dp中的电流i。
42.如图1所示，驱动器10包括：第一dc-dc转换器电路12，例如升压转换器，被配置为向第一轨100a提供第一电压电平v
01
，第一dc-dc转换器电路12在强制ccm模式下操作；以及第二dc-dc转换器电路14，例如逆变式降压-升压，被配置为向第二轨100b提供第二电压电平v
02
。
43.在一个或多个实施例中，第二转换器12可包括多相逆变式降压升压转换器，其操作模式可根据负载电流而改变，而不会引起面板dp的任何闪烁。
44.如图2所示，逆变式降压升压转换器14包括：输入节点v
in
，被配置为接收dc输入电压v
in
(例如，由电池提供)；以及输出节点v
o2
，被配置为耦合到第二轨100b以向显示面板负载dp提供经调节的电压。一对电子开关hs和ls(具有其电流路径)串联耦合(例如，直接)在输出节点v
o2
和输入节点v
in
之间，其中电子开关s1和s2之间的中间节点表示切换节点lx。电感l，例如电感器，耦合(例如，直接)在切换节点lx和地之间。
45.具体地，该对开关hs、ls包括耦合(例如，直接)在输入节点v
in
和切换节点lx之间的第一(例如，高侧)电子开关hs，以及耦合(例如，直接)在切换节点lx和(负)输出节点v
o2
之间的第二(例如，低侧)电子开关ls。换句话说，(高侧)开关hs和(低侧)开关ls呈现半桥布置。
46.例如，开关ls和/或hs是晶体管，例如场效应晶体管(fet)，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，例如n沟道fet，例如nmos。
47.如图2所示，第一开关hs和第二开关ls具有各自的控制节点，这些控制节点被配置为例如从控制电路20接收驱动信号d
hs
、d
ls
。基于具有第一(例如“1”)值的各个控制信号d
hs
、d
ls
，开关hs、ls从第一(例如打开)状态切换到第二(例如闭合)状态，反之亦然。具体地，控制电路20可被配置为提供在时间上周期性变化的信号d
hs
、d
ls
，以便例如：第二开关ls(或类似二极管)在第一开关hs闭合的时间ths期间断开，并且第二开关ls(或类似二极管)在第一开关hs闭合的时间tls期间闭合。
48.这种受控的开关有助于调节在切换节点lx处的电压电平(即，在第一开关hs处的电压)和穿过电感l的电流i
l
。因此，电流i
l
可用于向显示面板dp供电。
49.如图2所示，转换器14还包括：耦合到第一晶体管hs的控制节点d
hs
和切换节点lx的另一开关sw0，以及耦合到输入节点v
in
和另一开关sw0的感测电阻r0。
50.如图2所示，当第一晶体管hs闭合时，另一晶体管sw0也闭合。因此，电阻r0上的压降可以表示为v
r0
＝v
hs-v
sw0
，其中v
hs
是第一晶体管上的压降，而v
sw0
是另一开关sw0上的压降。
51.例如，sw0的电阻可以忽略不计，因此r0上的压降基本上等于第一晶体管hs上的压降，即v
r0
～v
hs
。
52.如图2所示，电流感测电路块15耦合到转换器14。
53.例如，电流感测电路块15包括：缓冲器150，例如运算放大器，具有介于感测电阻r0和另一开关15之间的第一缓冲器输入节点和耦合到第二缓冲器输入节点(经由反馈支路fb)和缓冲器晶体管mb的缓冲器输出节点；第一电阻r
up
，与感测电阻r0和缓冲器输出节点mb并联耦合；以及第二电阻rd，耦合到缓冲器输出节点和接地gnd。
54.如图2所示，当第一晶体管hs闭合时，感测电阻r0上的压降v
hs
经由缓冲器150转换到感测电路块15的第一晶体管r
up
上。因此，作为电感l中流动的电流i
l
的函数的电流i
r_up
流入第一晶体管r
up
，并且第二晶体管rd上的压降v
rd
可以表示为：
[0055][0056]
其中r
onhs
是第一晶体管的导通电阻，i
l
是在电感l中流动的电流。
[0057]
在显示面板dp中流动的输出电流i
out
与电感电流之间的关系可以表示为：
[0058][0059]
如图2所示，感测电路块15耦合到采样保持(s&h)电路块16。例如，s&h电路16包括：第一开关sw1，耦合到感测电路15的第二电阻rd和rc网络r1,cb，第一开关sw1具有被配置为接收来自控制电路20的驱动信号(例如，d
hs
)并被驱动以相应地切换的相应控制节点；以及第二开关sw2，耦合到第一开关sw1和输出节点vb，第二开关sw2具有被配置为接收不同于由第一开关(例如，d
hs
)从控制电路20接收的驱动信号的驱动信号并被驱动以相应地切换的相应控制节点。电路16还可选地包括缓冲器160，缓冲器160具有耦合到rc网络r1,cb的第一缓冲器输入节点、耦合到输出节点vb的第二缓冲器输入节点和耦合到第二开关sw2的缓冲器输出节点。
[0060]
如图3所示，在电感l中流动的电流i
l
基于半桥布置hs、ls的第一hs晶体管或第二ls晶体管相对于总周期性切换时间t
sw
导通的时间而随时间变化。
[0061]
例如：如图3a所示，控制电路20可被配置为根据其本身已知的所谓ccm模式提供信号d
hs
、d
ls
。可选地，如图3b所示，控制电路20可被配置为根据所谓的临界模式提供信号d
hs
、d
ls
，临界模式位于ccm和dcm操作之间的边界处，临界模式本身已知。此外，如图3c所示，控制电路20可被配置为根据所谓的(深度)dcm模式(本身已知)提供信号d
hs
、d
ls
，该dcm模式包括持续时间间隔t
idle
的空闲相位，其中第一hs晶体管和第二ls晶体管都处于相同的“打开”状态。
[0062]
如图3a、图3b、图3c所示，与用于驱动开关的控制方法无关，通过计算低侧晶体管ls导通的第一时间间隔t
ls
期间或高侧晶体管hs导通的第二时间间隔t
hs
期间的平均值《i
l
》，可以获得电流i
l
的相同平均值《i
l
》(例如，只要在相应的时间间隔内进行积分)。
[0063]
图4是图2中例示的s&h电路16的各个节点v
rd
、va和vb处的信号的时间图的示例。
[0064]
如图2和图4所示，s&h电路16被操作以执行：在第一时间间隔t
hs
期间，对s&h电路16的rc电路中的电容器cb充电，以便在几个切换周期t
sw
之后可以感测平均值；以及在切换周期t
sw
的剩余时间期间，例如经由缓冲器160的低阻抗保持该平均值存储在电容器cb中，并将其提供给输出节点vb。
[0065]
例如，获得指示在显示面板dp中流动的电流i
out
的感测信号v
sense
包括对感应电流《i
l
》的平均值加权。这个感测信号v
sense
可以以多种方式使用。例如，考虑dc-dc转换器的效率，它是其功率输出与功率输出和功率损耗之和的比值。这种功率损耗与晶体管hs和ls的操作直接相关。有两种类型的损耗：欧姆损耗和动态损耗。根据dc-dc转换器的技术和拓扑
结构，存在一种电流，相对于该电流可以优选地改变hs和/或ls晶体管的尺寸。例如，如果负载高，则首选非常导通的晶体管；另一方面，如果负载低，则可以使用较小的晶体管。为了实现这一级别的控制，hs和ls晶体管中的每一个通常使用基于需要选择性地驱动的多个并行器件来实现。通过将感测信号v
sense
与多个基准进行比较，可以确定在数字操作模式下的需要，并驱动hs和ls晶体管的适当数目的器件导通/关断以提高效率。
[0066]
也可以并联多个dc-dc转换器来驱动负载。这些转换器可以根据负载需要选择性地驱动。利用感测信号v
sense
可以控制dc-dc转换器的选择性驱动。
[0067]
感测信号v
sense
也可用于降低静态电流消耗，并在轻负载条件下提高效率。可以根据感测到的输出电流来调节(增加或减少)静止以更有效。
[0068]
此外，感测信号v
sense
可用作与决策有关的控制输入，以在用于dc-dc转换器操作的不同控制回路之间切换(例如，当在脉宽调制(pwm)和脉频调制(pfm)操作之间改变时)。
[0069]
如图2所示，加权电路18耦合到s&h电路16。加权电路18包括：第三开关sw3，耦合到s&h电路16的输出节点vb和另一rc网络rc,cc。第三开关sw3具有相应的控制节点，该控制节点被配置为从控制电路20接收驱动信号(例如d
ls
)，并被驱动以相应地进行切换。第四开关sw4耦合到第二开关sw1和输出节点v
sense
。第四开关sw4具有相应的控制节点，该控制节点被配置为从控制电路20接收不同于由第一开关接收的驱动信号的驱动信号，并且被驱动以相应地切换特定时间间隔(例如，t
ls
与t
idle
进行逻辑或)。
[0070]
图5是图2中例示的加权电路18的各个节点vb、vc和v
sense
处的信号的时间图的示例。
[0071]
如图5和图2所示，加权电路18操作为：在第一时间间隔(例如，t
ls
)期间，第三开关sw3闭合并接收指示平均电流《i
l
》的电压vb，并且在切换周期t
sw
的剩余时间(例如，t
hs
与t
idle
进行逻辑或运算)期间，第四开关sw4闭合并迫使节点vc接地。
[0072]
以这种方式，rc滤波器rc,cc在平均值方面看到与转换器14的输出节点v
o2
相同的事情，提供相应的输出值v
sense
，其可以表示为：
[0073]vsense
＝《vc》＝(rd/r
up
)*(r
onhs
)*《i
l
》*t
ls
/t
sw
[0074]
如图6所示，灵敏度和偏移可以例如通过：耦合到感测电路15的第二电阻rd的微调电路19，微调电路19包括：电流发生器，该电流发生器被配置为补偿由缓冲器150引入的可能的dc误差；和一组电阻，例如耦合到第二开关和缓冲器160的输出的r2、r3和耦合在缓冲器输入和输出节点上的r4、r5，被配置为调谐s&h电路16中的增益，促进输出电压范围的最大化并促进减少由rc滤波器r1,cb引入的任何积分误差。
[0075]
如图6所示，特别是当存在非零空闲时间t
idle
时，加权电路18中的第三开关sw3和第四开关sw4响应于在空闲时间t
idle
期间由控制信号驱动而切换。例如，第三开关sw3可以被配置为在空闲阶段t
idle
期间打开，而第二开关sw2和第四开关sw4可以在空闲阶段t
idle
期间闭合。
[0076]
在一个或多个实施例中，感测电路15的性能可受非理想性的影响，例如：表示电路15动态范围方面的非理想性的有限带宽，以及表示可被忽略的二阶问题的非零dc误差。
[0077]
众所周知，电路的带宽表示其在信号的瞬态演化过程中“跟随”信号的能力。有限的带宽可能导致例如感测电路15的反馈支路fb处的电压在时间上偏离预期的、理想的行为。因此，该误差通过电压v
r_d
从感测电路15传播到s&h电路16和加权电路18，使得感测的电
压v
sense
可以受到可变偏移的影响，例如，可变偏移根据拐角温度和负载条件而变化。
[0078]
图7示出了考虑到这些非理想性的替代实施例。
[0079]
如图7所示，该替代实施例布置了插入转换器电路14和感测电路15之间的s&h电路16'，其中感测电路15耦合到加权电路18。
[0080]
如图7所示，s&h电路16'可包括rc网络r1,cb，其经由第一开关sw1选择性地耦合在转换器14的感测电阻r0和另一晶体管sw0之间。
[0081]
例如：在第一时间间隔t
hs
期间，在s&h电路16'的rc滤波器r1,cb的电容cb中累加感测电阻r0中流动的电流的瞬时电流值i
l
并“平均”《i
l
》；并且在切换时间t
sw
的剩余部分期间，缓冲器150“复制”该平均值《i
l
》。
[0082]
因此，缓冲器150受到输入信号的较小动态变化的影响，导致带宽非理想性的影响减小。
[0083]
如图9所示，使用如图8所示的布置可以在感测电路15的第二电阻rd上产生电压信号v
rd
*，该电压信号v
rd
*更紧密地表示电流值相对于用如图2所示的布置获得的相同信号v
rd
的快速变化。
[0084]
图9是在控制电路20被配置为使用深度dcm模式驱动转换器10的开关对hs、ls的示例性情况下，图7所示的电路布置的各个节点v
rd
、vc、v
fb
和v
sense
处的信号的时间图的示例。注意，当控制电路20被配置为根据ccm或dcm或实际上任何其他本身已知的操作模式操作转换器14时，除了不存在相位持续t
idle
之外，可以存在相同的信号图。
[0085]
关于图2中例示的实施例，图7中例示的替代实施例主要使用无源组件/开关，便于根据电流i
l
的纹波信号来调节缓冲器150的带宽。
[0086]
图7所示电路的灵敏度和偏移可以通过图10所示的布置进行调谐。跳过模式电路块102可以促进自适应缓冲器150的输入动态。例如，由于在跳过模式中，高侧晶体管hs的漏-源电压v
ds
可能太小而无法复制，因此可以将偏移添加到输入以达到缓冲器输入的预期输入电平，而例如，块106和104可用于移除输出处的偏移。低通滤波器电路块104耦合到加权电路18，以增加输出摆幅，降低输出v
sense
处的阻抗，并提高测量精度。偏移设置电路块106包括电流发生器，其被配置为补偿由缓冲器150引入的dc误差(类似于图6中例示的微调电路19)。
[0087]
如图11所示，加权电路18可包括插入在感测电路15的电阻rd与第三开关sw3和第四开关sw4之间的另一rc网络r
c’,c
c’。例如，另一rc网络r
c’,c
c’被配置为进一步平滑测量的v
sense
信号或在第二时间间隔t
ls
期间直接对其进行平均。
[0088]
值得注意的是，虽然主要针对amoled显示面板dp的应用背景进行讨论，但所提出的解决方案实际上可以应用于任何类型的开关转换器电路。
[0089]
在一个或多个实施例中，该方法可应用于通过感测(单个)开关的电流来还测量(例如，附加地或替代地)dc-dc转换器(例如，开关和电感器)中的其他电流。
[0090]
在替代实施例中，信号v
rd
可用于通过对其应用滤波来产生感测信号v
sense
以提供输入电流的测量。
[0091]
在替代实施例中，如图7所例示的块16'中rc电路中的缓冲器电容cb两端的电压可以例如作为加权信号提供给块15的缓冲器级150。
[0092]
如本文所例示的，驱动器设备(例如，10)被配置为生成用于第一供电轨(例如，
100a)和第二供电轨(例如，100b)之间的负载的差分供电电压(例如，v
o1
、v
o2
)。
[0093]
例如，驱动器设备包括：耦合到第一供电轨的第一转换器电路(例如，12)，第一升压转换器电路被配置为以连续导通模式ccm工作；以及根据本发明的第二转换器电路(例如，14)，其具有经由一对供电轨中的第二轨(100b)耦合到负载(例如，dp)的所述第二节点(例如，v
o2
)，第二转换器电路被配置为提供加权信号(例如，v
sense
)，加权信号v
sense
指示流过耦合到第二节点(例如，v
o2
)的所述负载的电流(例如，i、i
out
)的强度。
[0094]
例如，驱动器设备被配置为基于加权信号来改变为负载生成的差分供电电压(例如，v
o1
、v
o2
)。
[0095]
如本文所例示的，一种系统包括根据本公开的驱动器设备和负载(例如，显示面板，优选地是amoled显示面板)，负载横跨驱动器设备的第一供电轨和第二供电轨耦合以从其接收差分供电电压。
[0096]
如本文举例说明的，一种方法包括经由转换器电路(例如，14)提供dc输出信号(例如，v
o2
，i
out
)到用户电路(例如，dp)，转换器电路具有：第一节点(例如，v
in
)，接收来自能量源的输入信号(例如，10)；第二节点(例如，v
o2
)，其向用户电路提供dc输出信号；以及第三节点(例如，lx)，其耦合到以地为基准的电感(例如，l)，其中转换器电路包括第一电子开关(例如，hs)，其具有从中穿过的电流路径，第一电子开关耦合在第一节点和第三节点之间；以及第二电子开关(例如，ls)，其具有从中穿过的电流路径，第二电子开关耦合在第三节点和第二节点之间，第一电子开关和第二电子开关被配置为选择性地(例如，d
hs
、d
ls
)导通和非导通。
[0097]
如本文所例示的，该方法包括操作转换器电路：在第一操作状态(例如，t
hs
)，在此期间第一电子开关导通而第二电子开关不导通，以及在第二操作状态(例如t
ls
)，在此期间第一电子开关不导通而第二电子开关导通；感测(例如sw0、r0、15)流过在第一操作状态期间导通的第一电子开关的电流(i
l
)，以产生表示流过电感的电流的强度的感测信号(例如v
hs
、v
rd
；v*
rd
)；对感测信号进行平均(例如，16、16')以产生表示流过其中的电流的强度的平均值(例如，《i
l
》)的平均感测信号(例如，vb)；以及将平均感测信号加权(例如18；18')一时间以产生加权信号(例如v
sense
)，在该时间期间第二电子开关导通，该加权信号指示经由所述第二节点提供给用户电路的电流的强度(例如i、i
out
)。
[0098]
如本文所例示的，该方法包括在第三操作状态(例如，t
idle
)下操作转换器电路，在第三操作状态下，第一电子开关和第二电子开关都不导通。
[0099]
如本文所例示的，该方法包括对感测信号进行平均以在平均时间(例如，t
hs
，t
ls
，t
idle
，t
sw
)上产生平均感测信号，该平均时间内第一电子开关和第二电子开关中的至少一个是不导通的。
[0100]
如本文所例示的，转换器电路(例如，14)包括：第一节点(例如，v
in
)，被配置为从能量源(例如，10)接收输入信号；第二节点(例如，v
o2
)，被配置为向用户电路(例如，dp)提供dc输出信号(例如，v
o2
、i
out
)；以及第三节点(例如，lx)，其耦合到以地为基准的电感(例如l)。第一电子开关(例如hs)具有通过其耦合在第一节点和第三节点中间的电流路径，第二电子开关(例如ls)具有通过其耦合在第三节点和第二节点中间的电流路径。耦合到第一电子开关和第二电子开关的控制电路系统(例如20)，被配置为在第一操作状态和第二操作状态(例如t
ls
)中使第一电子开关和第二电子开关选择性地(例如d
hs
、d
ls
)导通和不导通，在第一
操作状态中第一电子开关导通而第二电子开关不导通，在第二操作状态中第一电子开关不导通而第二电子开关导通。感测电路系统(例如，sw0、r0、15)被配置为感测在电流流动路径中流过在第一操作状态期间导通的第一电子开关的电流，以产生指示流过所述电感(例如l)的电流(例如i
l
)强度的感测信号。平均电路系统(例如16；16')耦合到感测电路，其中平均电路被配置为对感测信号进行平均，以产生表示流过电感的电流(例如il)的平均值(例如《i
l
》)的平均感测信号(例如，vb)。加权电路系统(例如18；18')耦合到平均电路系统，其中加权电路被配置为将平均感测信号加权一时间以产生加权信号(例如v
sense
)，在该时间期间第二电子开关导通，该加权信号表示经由所述第二节点(例如v
o2
)提供给用户电路的电流(例如i、i
out
)的强度。
[0101]
如本文所例示的，控制电路被配置为使第一电子开关和第二电子开关在第三操作状态(例如，t
idle
)中都不导通。
[0102]
如本文所例示的，平均电路系统被配置为在平均时间内产生平均感测信号，其中第一电子开关和第二电子开关中的至少一个不导通。
[0103]
如本文所例示的，平均电路系统包括：低通滤波器(例如，r1,cb)，被配置为被激活(例如sw1)，以在第一电子开关导通而第二电子开关不导通的时间(例如t
hs
)上对感测信号进行滤波；以及缓冲器电路(例如，160)，其被配置为耦合(例如，sw2)到低通滤波器，以在第一电子开关和第二电子开关中的至少一个不导通的时间(例如，t
lf
、t
idle
)上缓冲经滤波的感测信号。
[0104]
如本文所例示的，缓冲器电路(例如，160)具有缓冲器增益，并且转换器电路包括耦合到缓冲器电路并被配置为调节缓冲器增益的电阻网络(例如，r2、r3、r4、r5)。
[0105]
如本文所例示的，感测电路系统包括：具有至少一个输入节点的相应缓冲器电路(例如150)，缓冲器电路被配置为在第一电子开关导通而第二电子开关不导通的时间(例如t
hs
)期间接收感测信号；和输出节点(例如，fb、v
rd
)。各个缓冲器电路被配置为在第一电子开关和第二电子开关中的至少一个选择性地不导通的时间(例如，t
ls
、t
idle
)处在输出节点提供感测信号，在输出节点处的感测信号具有叠加在其上的dc误差。电阻(例如，rd)耦合到相应缓冲器的输出节点，以从其接收感测信号，并具有流过该信号的电流。微调电路系统(例如，19)耦合到电阻并被配置为通过改变流经所述电阻的电流来消除叠加在所述输出节点处提供的所述感测信号上的所述dc误差。
[0106]
另外将理解，在随本描述的整个附图中举例说明的各种个别实施选项不一定旨在以附图中举例说明的相同组合中采用。因此，一个或多个实施例可以单独地和/或以相对于附图中举例说明的组合的不同组合采用这些(否则是非强制性的)选项。
[0107]
权利要求书是本文参照实施例提供的技术教导的组成部分。
[0108]
在不损害基本原则的情况下，细节和实施例可以仅以示例的方式相对于所描述的内容而改变，甚至显著地改变，而不偏离保护的范围。所附权利要求界定了保护的范围。