一种改善电能质量的电动汽车充电站的设计及控制方法与流程

1.本发明涉及智能配电网接入技术领域，具体而言，涉及一种改善电能质量的电动汽车充电站的设计及控制方法。


背景技术：

2.v2g是指电动汽车和配电网之间的双向通信，其能量在受控状态下实现与配电网之间的双向互动和交换(充/放电)，同时，v2g也是智能电网的重要组成部分。这样，电动汽车就不再只是电力的消费体，它的动力电池也能作为绿色移动储能单元，可以在电动汽车处于闲置状态时，接入配电网，为配电网提供电力。v2g技术的推广将会使得电动汽车和配电网之间实现能量的交流互动。
3.然而，随着大量的电动汽车充电设施接入配电网，也会给配电网带来电压波动增加、谐波含量加剧等一系列不良效应，因此，迫切需要充电站改善自身和接入配网的电能质量，以此实现绿色运行。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于提供一种改善电能质量的电动汽车充电站的设计及控制方法，以解决背景技术中所指出的大量的电动汽车充电设施接入配电网，给配电网带来电压波动增加、谐波含量加剧等一系列不良效应的问题。
5.本发明的实施例通过以下技术方案实现：一种改善电能质量的电动汽车充电站设计方法，包括：
6.a.基于所述交流侧的线电压计算得到直流电压，根据所述直流电压确定稳压电容，根据直流电压及稳压电容，对ac/dc双向变换器进行选型；
7.b.根据电能双向变换运行要求，确定斩波器在充电模式及电池向电网反向放电模式下的电感值；根据电池的电压波动值，确定斩波器的滤波电容，根据电感值及滤波电容，对dc/dc双向直流斩波器进行选型；
8.c.根据ac/dc双向变换器产生的谐波和功率变换造成的电压波动抑制要求，设计三相电压源变流器、接口电感以及直流稳压电容，对配电网静止同步补偿器dstatcom进行选型；
9.d.通过对ac/dc双向变换器、dc/dc双向直流斩波器以及配电网静止同步补偿器dstatcom进行选型，明确充电站的拓扑结构。
10.根据一种优选实施方式，步骤a中计算直流电压的表达式如下：
[0011][0012]
上式中，v
dc
表示直流电压，v
l-l
表示交流侧的线电压，m表示调制比。
[0013]
根据一种优选实施方式，步骤a中确定稳压电容的表达式如下：
[0014][0015]
上式中，c表示稳压电容，p
dc
表示最大直流充电功率，f表示电网频率，δv
dc
表示纹波电压。
[0016]
根据一种优选实施方式，步骤b中，确定斩波器在充电模式下的电感值的表达式如下：
[0017][0018]
上式中，l
bf
表示电感值，d表示占空比，vb表示电池端的充放电压，d＝vb/v
dc
，fs表示斩波器的开关频率，δi
l
表示纹波电流；
[0019]
确定斩波器在电池向电网反向放电模式下的电感值的表达式如下：
[0020][0021]
上式中，d表示占空比，d＝(v
dc-vb)/vb。
[0022]
根据一种优选实施方式，步骤b中，确定斩波器的滤波电容的表达式如下：
[0023][0024]
上式中，cb表示滤波电容，δvb表示电池的电压波动值，δi
l
表示纹波电流，fs表示斩波器的开关频率。
[0025]
根据一种优选实施方式，步骤c中，计算接口电感的表达式如下：
[0026][0027]
上式中，li表示接口电感，m表示调制比，v
dc1
表示配电网静止同步补偿器dstatcom的直流侧电压，a表示过载系数，fs表示斩波器的开关频率，i
cr
表示补偿电流占额定电流的比例；
[0028]
计算直流稳压电容的表达式如下：
[0029][0030]
上式中，c
dc
表示直流稳压电容，表示配电网静止同步补偿器dstatcom直流电压的控制目标值，k1表示电容上的能量波动率，v
ph
表示三相电压的相电压，i表示配电网静止同步补偿器dstatcom无功补偿的额定电流，t表示配电网静止同步补偿器dstatcom直流母线电压波动回复时间。
[0031]
本发明还提供一种改善电能质量的电动汽车充电站控制方法，应用于上述所设计的充电站，包括：
[0032]
在充电过程中，对电动机车电池的充放电电压以及soc进行控制，其中，对电动机车电池的充电电压的控制，具体表达式如下：
[0033][0034]
上式中，v
b1
表示电池端的充电电压，vo表示电池电压常数，ri表示电池内阻，i表示电池充放电电流，k表示极化常数，q1表示电池最大容量，q表示电池提取容量，i
*
表示电池低频动态电流，ae-bq
表示电池端充电电压的指数分量，其中，a表示指数电压常数，b表示电池容量提取系数，e表示指数常数；
[0035]
对电动机车电池的放电电压的控制，具体表达式如下：
[0036][0037]
上式中，v
b2
表示电池端的放电电压；
[0038]
对soc的控制，具体表达式如下：
[0039][0040]
上式中，q2表示电池指数容量常数，i(t)dt表示归一化充电时间t时刻的充电电流。
[0041]
根据一种优选实施方式，方法还包括：
[0042]
通过读取并网点pcc的三相电压v
abc
，再经过锁相环获得ωt值；
[0043]
将电网电压从abc坐标转换到dq坐标系中，表达式如下：
[0044][0045]
计算d轴电流控制的指令值，表达式如下：
[0046][0047]
上式中，表示d轴电流控制的指令值，k
p
表示直流电压pi调节器的比例，ki表示直流电压pi调节器的积分控制参数，表示直流电压的指令值，v
dc
表示直流电压的实际值；
[0048]
计算d、q轴电压控制的指令值，表达式如下：
[0049][0050][0051]
上式中，表示d轴电压控制的指令值，vd表示d轴电压控制的实际值，id表示d轴
电流控制的实际值，表示q轴电压控制的指令值，vq表示q轴电压控制的实际值，iq表示q轴电流控制的实际值，表示周电流的指令值；
[0052]
通过如下表达式将dq坐标反变换回abc坐标系中，得到pwm调制的电压控制指令，表达式如下：
[0053][0054]
pwm控制器根据所述pwm调制的电压控制指令发出脉宽调制指令，ac/dc双向变换器开展变换工作。
[0055]
根据一种优选实施方式，方法还包括：采用恒流恒压充电法进行dc/dc双向直流斩波器充放电的控制，充电电流指令与实际充电电流指令经过pi控制器后生成斩波器的调制信号。
[0056]
根据一种优选实施方式，方法还包括：采用瞬时无功功率理论进行配电网静止同步补偿器dstatcom的控制，控制dstatcom进行无功补偿。
[0057]
本发明实施例的技术方案至少具有如下优点和有益效果：本发明所提供的一种改善电能质量的电动汽车充电站的设计方法，通过对ac/dc双向变换器、dc/dc双向直流斩波器以及配电网静止同步补偿器dstatcom进行设计选型，以此确定充电站的拓扑结构，可有效改善充电站自身及接入配网的电能质量，以此实现绿色运行。
附图说明
[0058]
图1为本发明实施例1所提供的改善电能质量的电动汽车充电站的设计方法的流程示意图；
[0059]
图2为本发明实施例1所提供的充电站的拓扑结构；
[0060]
图3为本发明实施例2所提供的ac/dc变换器变换工作示意；
[0061]
图4为本发明实施例2所提供的斩波器调制信号生成示意；
[0062]
图5为本发明实施例2所提供的dstatcom无功补偿示意；
[0063]
图6为本发明实施例3所提供的直流电压稳定控制器示意；
[0064]
图7为本发明实施例3所提供的隶属函数值示意；
[0065]
图8为本发明实施例3所提供的直流电压稳定控制器输入和输出的3d视图。
具体实施方式
[0066]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
[0067]
实施例1
[0068]
参见图1所示，图1为本发明实施例所提供的一种改善电能质量的电动汽车充电站的设计方法的流程示意图。
[0069]
本发明实施例所提供的一种改善电能质量的电动汽车充电站的设计方法，包括如下：
[0070]
a.基于所述交流侧的线电压计算得到直流电压，按照所述直流电压波动小于最小直流输出电压的5％确定稳压电容，根据直流电压及稳压电容，对ac/dc双向变换器进行选型。具体地，在本发明实施例的一种实施方式中，步骤a中计算直流电压的表达式如下：
[0071][0072]
上式中，v
dc
表示直流电压，v
l-l
表示交流侧的线电压，取380-400v，m表示调制比，在本实施例中，为避免超调，m取0.9。需要说明的是，通过上述设计，直流电压被钉钉在了689-726v之间。
[0073]
稳压电容用于稳定直流电压，在本发明实施例的一种实施方式中，按照所述直流电压波动小于最小直流输出电压的5％设计，表达式如下：
[0074][0075]
上式中，c表示稳压电容，p
dc
表示最大直流充电功率，取30或30千瓦，f表示电网频率，为50hz，δv
dc
表示正常的纹波电压，取v
dc
的1.5％。
[0076]
需要说明的是，对于30千瓦、60千瓦的直流充电柱，稳压电容c一般取7000uf和14000uf。
[0077]
在本实施例中，双向直流斩波器为充电电池与交直流变换器的耦合输出端子，用作对电池进行充电和放电时的正向和反向电能变换，因此该斩波器的设计应当能够满足电能双向变换运行。
[0078]
b.根据电能双向变换运行要求，确定斩波器在充电模式及电池向电网反向放电模式下的电感值；根据电池的电压波动值，确定斩波器的滤波电容，根据电感值及滤波电容，对dc/dc双向直流斩波器进行选型；在本发明实施例的一种实施方式中，步骤b中确定斩波器在充电模式下的电感值的表达式如下：
[0079][0080]
上式中，l
bf
表示电感值，d表示占空比，vb表示电池端的充放电压，d＝vb/v
dc
，fs表示斩波器的开关频率，δi
l
表示纹波电流，一般取电池额定充电电流的5％。
[0081]
确定斩波器在电池向电网反向放电模式下的电感值的表达式如下：
[0082][0083]
上式中，d表示占空比，d＝(v
dc-vb)/vb。
[0084]
步骤b中确定斩波器的滤波电容的表达式如下：
[0085][0086]
上式中，cb表示滤波电容，δvb表示电池的电压波动值，一般取电池额定电压的5％，δi
l
表示纹波电流，fs表示斩波器的开关频率。
[0087]
需要说明的是，配电网静止同步补偿器dstatcom的作用在于抑制ac/dc变换器产生的谐波和有功和无功功率变换造成的电压波动。
[0088]
c.根据ac/dc双向变换器产生的谐波和功率变换造成的电压波动抑制要求，设计三相电压源变流器、接口电感以及直流稳压电容，对配电网静止同步补偿器dstatcom进行选型；在本发明实施例的一种实施方式中，步骤c中计算接口电感的表达式如下：
[0089][0090]
上式中，li表示接口电感，m表示调制比，为避免超调，本实施例取0.9，v
dc1
表示配电网静止同步补偿器dstatcom的直流侧电压，400v交流线电压，调制比m取1的时候为653v，a表示过载系数，取1.2，fs表示斩波器的开关频率，i
cr
表示补偿电流占额定电流的比例，本实施例取15％；
[0091]
计算直流稳压电容的表达式如下：
[0092][0093]
上式中，c
dc
表示直流稳压电容，表示配电网静止同步补偿器dstatcom直流电压的控制目标值，可设置为700v，k1表示电容上的能量波动率，本实施例取10％，v
ph
表示三相电压的相电压，为(380～400)/1.732，i表示配电网静止同步补偿器dstatcom无功补偿的额定电流，t表示配电网静止同步补偿器dstatcom直流母线电压波动回复时间，本实施例取15ms。
[0094]
d.通过对ac/dc双向变换器、dc/dc双向直流斩波器以及配电网静止同步补偿器dstatcom进行选型，明确充电站的拓扑结构，具体拓扑结构如图2所示。
[0095]
本发明所提供的一种改善电能质量的电动汽车充电站的设计方法，通过对ac/dc双向变换器、dc/dc双向直流斩波器以及配电网静止同步补偿器dstatcom进行设计选型，以此确定充电站的拓扑结构，可有效改善充电站自身及接入配网的电能质量，以此实现绿色运行。
[0096]
实施例2
[0097]
区别于实施例1，本发明实施例提供一种改善电能质量的电动汽车充电站控制方法，应用于实施例1所设计的充电站，包括：
[0098]
电池充放电控制部分：
[0099]
在充电过程中，对电动机车电池的充放电电压以及soc进行控制，其中，对电动机车电池的充电电压的控制，具体表达式如下：
[0100]
[0101]
上式中，v
b1
表示电池端的充电电压，等同于直流斩波器与电池的接口电压，与电荷量呈现出非线性，vo表示电池电压常数，ri表示电池内阻，i表示电池充放电电流，k表示极化常数，q1表示电池最大容量，q表示电池提取容量，i
*
表示电池低频动态电流，ae-bq
表示电池端充电电压的指数分量，其中，a表示指数电压常数，b表示电池容量提取系数，e表示指数常数；
[0102]
对电动机车电池的放电电压的控制，具体表达式如下：
[0103][0104]
上式中，v
b2
表示电池端的放电电压；
[0105]
对soc的控制，具体表达式如下：
[0106][0107]
上式中，q2表示电池指数容量常数，i(t)dt表示归一化充电时间t时刻的充电电流。
[0108]
关于ac/dc双向变换器控制部分，具体如图3所示：
[0109]
通过读取并网点pcc的三相电压v
abc
，再经过锁相环获得ωt值，从而为dq坐标和abc坐标提供相位，具体如下：
[0110]
将电网电压从abc坐标转换到dq坐标系中，表达式如下：
[0111][0112]
计算d轴电流控制的指令值，表达式如下：
[0113][0114]
上式中，表示d轴电流控制的指令值，k
p
表示直流电压pi调节器的比例，ki表示直流电压pi调节器的积分控制参数，表示直流电压的指令值，v
dc
表示直流电压的实际值；
[0115]
在定功率因数控制条件下，i
*
q＝0，则d、q轴电压控制的指令值，表达式如下：
[0116][0117][0118]
上式中，表示d轴电压控制的指令值，vd表示d轴电压控制的实际值，id表示d轴电流控制的实际值，表示q轴电压控制的指令值，vq表示q轴电压控制的实际值，iq表示q
轴电流控制的实际值，表示周电流的指令值；
[0119]
通过如下表达式将dq坐标反变换回abc坐标系中，得到pwm调制的电压控制指令，表达式如下：
[0120][0121]
pwm控制器根据所述pwm调制的电压控制指令发出脉宽调制指令，ac/dc双向变换器开展变换工作。
[0122]
关于dc/dc双向直流斩波器控制部分，具体如图4所示：
[0123]
采用恒流恒压充电法进行dc/dc双向直流斩波器充放电的控制，充电电流指令与实际充电电流指令经过pi控制器后生成斩波器的调制信号。
[0124]
关于充电控制逻辑，具体如下：
[0125]
首先根据电池的soc电量确定充电电流，当soc在80％以下时按照额定充电电流充电，当soc到达80％后按照额定电流的2/3充电，当soc到达90％后按照额定电流的1/3充电，如果soc达到100％，则cs信号发出保护动作指令停止充电，充电电流指令值变为0。
[0126]
关于放电控制逻辑，具体如下：
[0127]
首先根据电池的soc电量确定放电电流，当soc在20％以上时按照额定放电电流放电，当soc降至20％后按照额定电流的2/3放电，当soc降至10％后按照额定电流的1/3放电，如果soc达到5％，则cs信号发出保护动作指令停止放电，放电电流指令值变为0。
[0128]
充放电电流指令与实际充放电电流指令经过pi控制器后生成斩波器的调制信号。
[0129]
关于dstatcom控制部分，具体如图5所示：
[0130]
采用瞬时无功功率理论进行配电网静止同步补偿器dstatcom的控制，控制dstatcom进行无功补偿。具体如下：
[0131]
首先获取并网点pcc的电压v
sabc
和ac/dc上的负载电流i
labc
,并通过以下方式转换到αβ坐标系下，用以计算瞬时有功和瞬时无功，表达式如下：
[0132][0133]
pl＝v
αiα
v
βiβ
[0134]
ql＝v
αiα-v
βiβ
[0135]
上式中，v
α
表示转移到α坐标下的电压v，i
α
表示转移到α坐标下的负载电流i，v
β
表示转移到β坐标下的电压v，i
β
表示转移到β坐标下的负载电流i；
[0136]
进一步地，通过pi控制器，从直流电压指令值与实际值之间的差值获取dstatcom有功损失的补偿，表达式如下：
[0137][0138]
进一步地，对pl进行一个低通滤波后得到p1，然后确定有功控制指令值，表达式如下：
[0139]
p
*
＝p
loss
p1-pl
[0140]
进一步地，确定无功指令值，表达式如下：
[0141][0142]
然后，计算出αβ坐标系下的电流控制指令值，表达式如下：
[0143][0144]
进一步地，转换到abc坐标下，获得电流控制指令值，表达式如下：
[0145][0146]
最后，与实际的dstatcom输出电流值进行滞环比较，经过pi调节形成pwm脉冲控制信号，控制dstatcom进行无功补偿。
[0147]
实施例3
[0148]
区别于上述实施例，本发明实施例提供一种直流电压稳定控制器，应用于实施例1所设计的充电站，包括：
[0149]
该控制器有两个输入(e和ce)和一个输出(y)，按照以下的模糊逻辑进行判断：
[0150]
1.如果e是e1，ce是ec1，则y＝a1e b1ce c1[0151]
2.如果e是e2，ce是ec2，则y＝a2e b2ce c2[0152]
逻辑图如图6所示，需要说明的示数，它由五个不同的层组成，分别是模糊化层、隐含层、规范化层、解模糊层和组合层。
[0153]
图中l1为模糊化层，输入被馈送到该层，以将清晰集转换为模糊集。在本层，每个节点i都按照以下逻辑进行转换：
[0154]o1,i
＝μ
mi
(e)for i＝1,2
[0155]o1,i
＝μ
ni-2
(ce)for i＝3,4
[0156]
其中，e和ce为输入，μ表示模糊控制中的隶属函数，本实施例为三角隶属函数，mi和ni-2表示语言标签。经过训练后的隶属函数值如图7所示。
[0157]
图中l2为隐含层，该层的输出是多个输入的乘积。该层中的每个节点都是标记为π的静态节点，节点的输出表达式如下：
[0158]o2,i
＝wi＝μ
mi
(e)μ
ni
(ce)
[0159]
节点的输出表示权重。在该层中，实用模糊和作为节点函数。
[0160]
图中l3为规范化层，l2层中的权重在此进行归一化，该层是静态节点，标记为n，表
达式如下：
[0161][0162]
图中l4为解模糊层，该层通过特定函数实现去模糊化，表达式如下：
[0163][0164]
图中l5为组合层，该层有一个标记为σ的静态节点，用于计算通过将所有接收信号相加得到的总输出，表达式如下：
[0165][0166]
需要说明的是，在被训练前，所有输出参数为0。该控制器通过混合学习算法，在完成训练后生成输出值，如表1所示，两个输入和一个输出的3d视图如图8所示。
[0167][0168]
表1.训练输出结果
[0169]
以上仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。