滤波装置及电力变换装置的制作方法

1.本发明涉及一种滤波装置及电力变换装置。


背景技术：

2.搭载在混合动力汽车或电动汽车上的电力变换装置，对于由漏电流产生的传导性噪声的对应，需要满足各汽车制造商根据在国际标准中追加的高压传导噪声标准而制定的独自标准。与此同时，随着搭载有电力变换装置的电动汽车的发展，近年来对小型化和低成本化的要求越来越高。因此,强烈要求电力变换装置所具备的滤波装置在提高高频噪声衰减性能的同时实现低成本化和小型化。
3.作为本技术发明的背景技术，已知有下述的专利文献1。在专利文献1中,公开了能够通过追加开关将分别与共模扼流圈的输入侧和输出侧连接的线间电容器和接地电容器断开的构成。另外，在专利文献2中公开了一种装置，其有意地使用寄生在安装功率半导体元件的绝缘基板上的电容，通过形成电感和并联谐振器的构成，能够抑制由共模电流引起的电磁辐射。现有技术文献专利文献
4.专利文献1:日本特开2017-118387公报专利文献2:日本特开2004-088936公报


技术实现要素：

发明要解决的问题
5.专利文献1的技术是通过追加部件而实现的技术,因此能够实现高频噪声衰减性能的提高,但不能实现低成本化和小型化。另外，专利文献2的技术不能充分提高高频噪声衰减性能，因此有可能不能满足标准上的要求。
6.鉴于此，本发明的课题在于提供一种在提高高频噪声衰减性能的同时能够实现低成本化和小型化的滤波装置和电力变换装置。解决问题的技术手段
7.本发明的滤波装置具备：π型噪声滤波器；以及形成有第1接地点和第2接地点的金属壳体，所述π型噪声滤波器具有：将包含正极配线和负极配线的直流配线包围的磁性体芯；在所述磁性体芯的前段与所述直流配线连接的第1电容器；以及在所述磁性体芯的后段与所述直流配线连接的第2电容器，所述第1电容器和所述第2电容器分别与所述第1接地点和所述第2接地点连接，在所述金属壳体中，在所述第1接地点和所述第2接地点之间形成有相互相对的第1隔壁和第2隔壁，在所述第1隔壁和所述第2隔壁之间具有规定的间隙。电力变换装置具备将经由所述滤波装置输入的直流电压变换为交流电压的电力变换部。发明的效果
8.根据本发明，能够提供一种能够在提高高频噪声衰减性能的同时实现低成本化和
小型化的滤波装置和电力变换装置。
附图说明
9.图1是示出电力变换装置的构成的框图。图2是示出π型噪声滤波器的等效电路的电路图。图3是示出π型噪声滤波器的插入损耗的图。图4是示出本发明第1实施方式的π型噪声滤波器的结构的图。图5是示出图4的π型噪声滤波器的等效电路的电路图。图6是示出图5的π型噪声滤波器的插入损耗的图。图7是示出本发明第2实施方式的π型噪声滤波器的结构的图。图8是示出本发明的第三实施方式的π型噪声滤波器的结构的图。图9是示出本发明第四实施方式的π型噪声滤波器的结构的图。图10是示出本发明第五实施方式的π型噪声滤波器的结构的图。图11是示出本发明第六实施方式的π型噪声滤波器的结构的图。
具体实施方式
10.以下，参照附图说明本发明的实施方式。另外，实施例是用于说明本发明的示例，为了使说明明确，适当省略和简化。本发明可以以各种其它形式实施。只要没有特别限定，各构成要素可以是单数也可以是复数。另外，为了容易理解发明，图中所示的各构成要素的位置、大小、形状、范围等有时不表示实际的位置、大小、形状、范围等。因此，本发明不限于附图中公开的位置、尺寸、形状、范围等。
11.在存在多个具有相同或同样功能的构成要素的情况下，有时对相同的符号附加不同的下标来进行说明。另外，在不需要区别这些多个构成要素的情况下，有时省略下标来进行说明。
12.(电力变换装置的构成)图1是示出本发明的电力变换装置的构成的框图。
13.电力变换装置1(以下称为逆变器1)存储有各种电路块和元件。另外，逆变器1与供给直流高压的高压电池2和由交流电压来驱动的电动机6连接，交流电压是由逆变器1将直流电压变换而成。
14.逆变器1的壳体是金属壳体，它按照国际标准cispr 25通过gnd带8连接到gnd平面9，并且是放置在5mm高的绝缘体7上的构成。
15.逆变器1为了将直流电压变换为交流电压而具有开关电路14。开关电路14包括具有相同构成的三个单位开关电路sw1至sw3，并且周期性地对它们进行开关动作。另外，单位开关电路sw1～sw3分别具备绝缘栅型双极晶体管(以下称为晶体管)tr1、tr2以及二极管d1、d2。另外，虽然未图示，但逆变器1具有生成开关电路14的控制信号的控制电路基板。
16.在晶体管tr1、tr2各自的集电极-发射极之间连接有二极管d1、d2。晶体管tr1的集电极与作为直流配线的正极配线11电连接，晶体管tr2的发射极与同样作为直流配线的负极配线12电连接。晶体管tr1的发射极连接到晶体管tr2的集电极。另外，连接在该发射极和集电极之间的连接节点是输出节点，从各单位开关电路sw1～sw3经由高压ac电缆5分别与
电动机6的线圈6-u～6-w连接。
17.对逆变器1的控制信号的流动进行说明。来自未图示的控制电路基板的开关控制信号被提供给单位开关电路sw1～sw3的晶体管tr1以及tr2的栅极。通过该开关控制信号对晶体管tr1和tr2进行开关控制，以使其互补地成为导通状态/断开状态。进而，通过晶体管tr1和tr2互补地成为导通状态/断开状态，向输出节点周期性地输出正极电压和负极电压、即交流电压。
18.另外，由于晶体管tr1、tr2的周期性的接通/断开引起的输出部的电压变动，在开关电路14和逆变器1的壳体之间产生寄生电容。在图1中,将该寄生电容表示为寄生电容1-cs。
19.对高压电源阻抗稳定电路网(lisn)3进行说明。高压电池2通过高压电源阻抗稳定网络(lisn)3向逆变器1供电。壳体3具有与高压电池2的正极电极端子hvp连接的正极lisn电路部31和与高压电池2的负极电极端子hvn连接的负极lisn电路部32,它们被收纳在金属制的壳体中。lisn3的壳体连接到gnd平面9。正极lisn电路部31和负极lisn电路部32经由高压dc电缆4与作为逆变器1的直流配线的正极配线11和负极配线12电连接。
20.对电动机6进行说明。电动机6由三相电动机构成，具有未图示的转子和定子。另外，电动机6的壳体与gnd平面9连接。该电动机6将由逆变器1生成的三相交流电压通过高压ac电缆5供给到配置在定子上的u、v、w的三相线圈6-u、6-v、6-w。由此，三相的线圈6-u、6-v、6-w分别产生与三相的交流电压对应的磁场，转子旋转。另外，在图1中，将三相线圈6-u、6-v、6-w与电动机6的壳体之间产生的寄生电容表示为寄生电容6-cs。
21.在逆变器1中，在正极配线11和负极配线12之间具有用于使直流电压平滑化的平滑电容器cx和clcπ型噪声滤波器13。在开关电路14的开关动作时，平滑电容器cx抑制在与直流高压连接的母线即直流配线11、12中产生的纹波电压或纹波电流。
22.clcπ型噪声滤波器13具有：将包含正极配线11和负极配线12的直流配线包围的磁性体芯lc；在磁性体芯lc的前段与直流配线11、12连接的第1接地电容器cy1；以及在磁性体芯lc的后段与直流配线11、12连接的第2接地电容器cy2。
23.在逆变器1的壳体的底部形成有用于使正极配线11和负极配线12接地的第1接地点g1和第2接地点g2。第1接地电容器cy1由连接在正极配线11和第1接地点g1之间的接地电容器cy11、和连接在负极配线12和第1接地点g1之间的接地电容器cy12构成。同样，第2接地电容器cy2由连接在正极配线11和第2接地点g2之间的接地电容器cy21、以及连接在负极配线12和第2接地点g2之间的接地电容器cy22构成。
24.clcπ型噪声滤波器13使从高压电池2供给的直流高压的噪声衰减，同时向作为电力变换部的开关电路14输入直流高压。引起噪声的噪声电流是在连接于直流高压电池2和逆变器1之间的电源配线或电缆中泄漏的电流，是在gnd之间流动的共模电流。
25.共模电流是在晶体管tr1、tr2周期性地成为导通状态/断开状态的开关动作时产生的对地电压变动引起的电流。由于在该开关电路14的输出部产生的电压变动，通过寄生在开关电路14和逆变器1的壳体之间的寄生电容1-cs、存在于电动机6的线圈6-u～w和壳体之间的寄生电容6-cs，在逆变器1和电动机6的壳体之间流过共模电流，由该电流产生高压传导噪声。因此,为了降低高压传导噪声,需要降低共模电流。在逆变器1中,通过使用clcπ型噪声滤波器13的构成,与作为高压传导噪声的主要产生原因的噪声电流对应、也与高压
传导噪声标准对应地使噪声衰减。
26.对高压传导噪声标准进行说明。噪声标准一般规定从0.15mhz到108mhz的频带中的限制值。高压传导噪声标准是在cispr25 ed4中添加的标准，cispr25 ed4是由国际无线电干扰特别委员会(cispr)在2016年10月创建的国际标准。其内容为将特别在各种用途中使用的fm广播频带(76mhz～108mhz)的噪声限制为比其他频带低。
27.如上所述产生的高压传导噪声有可能引起车载电气电子设备的误动作。因此,在出厂前的阶段,对逆变器1中产生的高压传导噪声量进行实测,该噪声产生量必须在各国法律规定以及顾客要求标准所规定的规定值以下。因此，为了适合高压传导噪声标准，成为有效的滤波器构成，逆变器1采用clcπ型噪声滤波器13。
28.图2是示出比较例的π型噪声滤波器13的等效电路的电路图。在图2中，作为比较例示出了在π型噪声滤波器13中未应用本发明的结构时的等效电路图。
29.图2的等效电路图是用于计算π型噪声滤波器的插入损耗的图，是还包括上述的高压电源阻抗稳定电路网(lisn)3和开关电路14的等效电路。
30.电源gn是模拟开关电路14中产生的噪声电压的ac电压源，v1是测量电源gn的电压计。另外,图1的lisn3在高频带中能够等效于内部电阻,因此在图2中表示为电阻r4。v2是测量电阻r4的电压的电压计。
31.第1接地电容器cy1和第2接地电容器cy2与逆变器1的直流配线bsb电连接。另外,在作为噪声的主要原因的共模噪声电流的情况下,等效地在直流配线和壳体之间并联连接,因此在等效电路图中,描绘为第1接地电容器cy1和第2接地电容器cy2连接在直流配线和壳体之间。
32.在图2中，lc表示磁性体芯lc的电感。lg1、lg2、lg3分别表示接地点g1与逆变器1的壳体之间的电感、接地点g2与逆变器1的壳体之间的电感、接地点g1与接地点g2之间的电感。lg1和lg2的*标记表示磁场的产生方向。另外，k2表示电感lg1和lg2的相互耦合系数(以下简称为耦合系数)。另外，省略包含配线或电缆的到lisn3的配线的寄生电感、电容元件cy11、cy12、cy21、cy22的引线的寄生电感、包含从逆变器1的壳体到lisn3的配线的路径的电感的显示。
33.图3是示出图2所示的π型噪声滤波器小型化时的插入损耗的图。横轴表示频率f，纵轴以分贝(dbv)表示图2所示的电压v2和v1的比。
34.如上所述，π型噪声滤波器13具有降低共模电流的效果。其降低效果或衰减性能通常由滤波器的插入损耗来表示。π型噪声滤波器13中的共模电流的降低机理在于：通过第1接地电容器cy1和第2电容器cy2，在正极配线11及负极配线12与gnd平面9之间设置低阻抗路径。由此，使共模电流从正极配线11及负极配线12旁路到gnd平面9，降低在逆变器1及电动机6的壳体间泄漏的电流量。另一方面，由流过上述低阻抗路径的电流产生磁通，这些磁通相互交链，从而产生电感耦合。电感耦合的程度由上述耦合系数k2表示。
35.在图3中，意味着电压v2和v1之比越小、滤波器的插入损耗越高，噪声衰减性能越好。特性曲线glb1表示在电感lg1和lg2的耦合系数k2＝0.08的情况下，伴随此时的频率f的变化的插入损耗的变化。另一方面，特性曲线glb0表示在随着电力变换装置的小型化而将接地点g1和接地点g2接近配置的情况下，电感lg1和lg2的耦合系数k2＝0.256时的插入损耗的变化。另外，求出特性曲线glb0和glb1时的k2以外的电路元件的参数相同。
36.如图3所示，与电感lg1和lg2的耦合系数k2＝0.08时的特性曲线glb1相比，耦合系数k2＝0.256时的特性曲线glb1的电压v2和v1的比值变高。在此，在接地点g1和接地点g2分离配置的情况下，电感耦合极弱，耦合系数k2也变小至0.1以下等，但随着逆变器1的小型化，如果π型噪声滤波器13的第1接地电容器cy1和第2接地电容器cy2的配置接近，则耦合系数k2随之增加。因此,可知由于伴随着逆变器1的小型化的π型噪声滤波器13的小型化,包含fm频带的高频带中的滤波器插入损耗降低,噪声衰减性能恶化。
37.因此,在本发明中,通过采用在以下的各实施方式中说明的结构,即使π型噪声滤波器13小型化,也能够抑制高频带中的滤波器插入损耗的降低,防止噪声衰减性能的恶化。
38.(第1实施方式)图4是示出本发明第1实施方式的π型噪声滤波器13的结构的图。图4的(a)是示出本发明第1实施方式的π型噪声滤波器的结构的概要的图。图4的(b)是本发明第1实施方式的π型噪声滤波器13的立体图，示出了三维结构的示例。
39.如图4的(a)和图4的(b)所示，在本实施方式中，在逆变器1的壳体的底部，在接地点g1和g2之间隔着规定的间隙形成有相互相对的隔壁w1和w2。另外，在收纳于逆变器1的壳体的电路模块和部件中，仅图示正极直流配线11、负极直流配线12、磁性体芯lc、第1接地电容器cy1、第2接地电容器cy2，省略其他部分。
40.如图4所示，本实施方式的π型噪声滤波器13的特征在于，包括相互相对的第1隔壁w1和第2隔壁w2。第1隔壁w1和第2隔壁w2可以通过切削等对由导电性金属构成的壳体进行加工而形成，也可以在通过铸造形成壳体时一体地形成。
41.图5是示出本发明的第1实施方式的图4的π型噪声滤波器的等效电路的电路图。另外，图5与图2同样，是用于计算噪声滤波器的插入损耗的等效电路，电容cp是寄生在第1隔壁w1和第2隔壁w2之间的寄生电容。其他电路元件、电路图的内容与图2相同。
42.如图5所示，通过设置隔壁w1和隔壁w2，有意地使用在隔壁间寄生的电容，与接地面的寄生电感lg1、lg2、lg3形成并联谐振器。由此,能够提高π型噪声滤波器的噪声衰减性能。
43.图6是示出图5所示的π型噪声滤波器的插入损耗的图。图6与图3同样，横轴表示频率f，纵轴以分贝(dbv)表示图5所示的电压v2和v1之比。这意味着电压v2和v1之比越小，滤波器的插入损耗越高，噪声衰减性能越好。
44.特性曲线glb2表示寄生于隔壁w1、w2的寄生电容cp＝50pf时的伴随频率f的变化的插入损耗的变化。另一方面，特性曲线glb0表示在隔壁w1、w2上没有寄生的寄生电容cp(与图3的glb0相同)的情况下的插入损耗的变化。另外，求出特性曲线glb0和glb2时的寄生电容cp以外的电路元件的参数相同。
45.如上所述，通过有意地使用寄生于隔壁的电容cp，利用从第1接地点g1到第2接地点g2的路径的寄生电感来形成并联谐振器，能够提高高频带的噪声衰减性能。共振频率fp可以通过式(1)求出。
46.[数式1]
[0047]
在式(1)中，如上所述，寄生电容cp表示寄生于隔壁w1、w2的寄生电容的电容，lg1
～lg3表示从第1接地点g1到第2接地点g2的路径的寄生电感，k2表示电感lg1和lg2的耦合系数。
[0048]
如该式(1)所示，根据寄生电容cp和寄生电感的值lg1、lg2、lg3求出谐振频率fp。进而，根据隔壁w1与隔壁w2之间的距离、隔壁w1与隔壁w2相互相对的壁面的面积、或者隔壁w1与隔壁w2之间的介电常数，能够调整寄生电容cp的值。由此，能够使共振频率fp移动到想要提高滤波器的衰减性能的频带。
[0049]
即，通过在逆变器1的壳体的底部设置隔壁w1、w2，对于特定的对象频带，通过调整寄生电容cp和寄生电感的值，能够得到衰减性能的最大效果，实现小型化，并且也不需要追加部件。进而，由此能够进行在产品的设计阶段获得衰减性能的最大效果的预设计。因此，实现了滤波装置的低成本化和小型化，所以也实现了电力变换装置的低成本化和小型化。
[0050]
根据以上说明的本发明的第1实施方式，起到以下的作用效果。
[0051]
(1)滤波装置具备π型噪声滤波器13和形成有第1接地点g1和第2接地点g2的金属壳体1，π型噪声滤波器13具备：将包含正极配线11和负极配线12的直流配线包围的磁性体芯lc；在磁性体芯lc的前段与直流配线11、12连接的第1电容器cy1；以及在磁性体芯lc的后段与直流配线11、12连接的第2电容器cy2，第1电容器cy1和第2电容器cy2分别与第1接地点g1和第2接地点g2连接，在金属壳体1中，在第1接地点g1和第2接地点g1之间形成有相互相对的第1隔壁w1和第2隔壁w2，在第1隔壁w1和第2隔壁w2之间具有规定的间隙。由此,能够提供一种兼顾低成本化、小型化并提高了高频噪声衰减性能的滤波装置。
[0052]
(2)电力变换装置具备滤波装置和将经由滤波装置输入的直流电压变换为交流电压的电力变换部。由此,能够使具有提高了高频噪声衰减性能的滤波装置的电力变换装置能够兼顾低成本化、小型化。
[0053]
(第2实施方式)图7是示出本发明第2实施方式的π型噪声滤波器13的结构的图。
[0054]
本实施方式是在逆变器1a中相互相对的第1隔壁w1a和第2隔壁w2a之间具有绝缘构件100的结构。绝缘构件100是树脂构件等电介质。由于绝缘构件100的介电常数比空气高，所以寄生在第1隔壁w1a和第2隔壁w2a之间的寄生电容的可变范围比不将绝缘构件100放入隔壁w1a和w2a之间的情况大。另外，通过适用式(1)，调整寄生电容cp和寄生电感的值，进一步扩大寄生电容的可变范围，从而也能够扩大谐振频率fp的可变范围。
[0055]
由于是这样的构成，所以能够提高设计的自由度。例如,配置在隔壁w1a和w2a之间的电介质100可以预先与金属壳体1a一体地埋入,也可以后安装而插入。另外，绝缘构件100也可以适用于使用树脂以外的绝缘物的情况。
[0056]
根据以上说明的本发明的第2实施方式，起到以下的作用效果。
[0057]
(3)滤波装置在第1隔壁w1a和第2隔壁w2a之间具有绝缘构件100。与不使用绝缘构件100的情况相比，通过这样的构成可以提高π型噪声滤波器的衰减性能。
[0058]
(第3～第6实施方式)。图8～图11是示出本发明的第3～第6实施方式的π型噪声滤波器的结构的图。
[0059]
图8中，相互相对的第1隔壁w1b和第2隔壁w2b的相对的面的一部分突出。这样，隔壁彼此只要相互相对的面的面积相同，无论形成怎样的形状，都能够发挥同样的效果。因此，在图8中图示为将其一部分突出部以90度弯曲，但也可以为其他形状。
[0060]
例如,如图9所示,也可以配置成第1隔壁w1c和第2隔壁w2c设置成相互平行的平行平板状,且各个隔壁的厚度不同。或者也可以将该隔壁设置成曲面状。另外,不必一定是平行的,只要能够得到所希望的电容值,如图10所示,也可以是相互相对的第1隔壁w1d和第2隔壁w2d的相对的面的任意一方形成斜度的形状。
[0061]
另外,如图11所示,也可以将相互相对的第1隔壁w1e和第2隔壁w2e的相对的面形成为锥形状。在这种情况下，在通过铸造形成隔壁w1e和w2e时，能够通过拔出模具而留下斜度来构成锥形状。
[0062]
根据以上说明的本发明的第3～第6实施方式，起到以下的作用效果。
[0063]
(4)滤波装置的第1隔壁w1b～e和第2隔壁w2b～e的相互相对的面的面积相同。这样，在隔壁形成的过程中设计的自由度提高。
[0064]
另外，以上的说明只是一个例子，在解释发明时，对上述实施方式的记载事项和权利要求书的记载事项的对应关系没有任何限定或约束。例如，在上述实施方式中，以搭载在混合动力汽车或电动汽车等车辆上的电力变换装置为例进行了说明，但本发明不限于此，也可以适用于建筑机械或铁路的车辆等中使用的电力变换装置。另外，在不脱离发明的技术思想的范围内，可以进行删除、其他构成进行置换、其他构成的追加，其方式也包含在本发明的范围内。符号说明
[0065]1…
电力变换装置(逆变器)2
…
高压电池3
…
高压电源阻抗稳定网络(lisn)31
…
正极lisn电路部32
…
负极lisn电路部4
…
高压dc电缆5
…
高压ac电缆6-u
…
u相线圈6-v
…
v相线圈6-w
…
w相线圈6-cs
…
线圈
·
壳体间寄生电容7
…
绝缘物8
…
gnd带9
…
gnd平面11
…
正极直流配线12
…
负极直流配线13
…
π型噪声滤波器14
…
开关电路1-cs
…
开关电路
·
壳体间寄生电容100
…
电介质sw1～sw3
…
单位开关电路tr1、tr2
…
绝缘栅型双极型晶体管
d1、d2
…
二极管cx
…
平滑电容器lc
…
磁性体芯cy1
…
第1接地电容器cy2
…
第1接地电容器cy11、cy21
…
正极直流配线
·
壳体间的接地电容器cy12、cy22
…
负极直流配线
·
壳体间的接地电容器g1
…
第1接地点g2
…
第2接地点bsb
…
直流配线w1～w3
…
隔壁。