功率转换器的控制方法、相应的转换器及装置与流程

功率转换器的控制方法、相应的转换器及装置
1.优先权声明
2.本技术要求于2021年6月15日提交的意大利专利申请第102021000015665号的优先权，该申请的内容在法律允许的最大范围内通过引用以其全部内容并入本文。
技术领域
3.本说明书涉及电源电路。
4.一个或多个实施例可以例如应用于基于图腾柱无桥拓扑的功率因数校正(pfc)电路。
5.一个或多个实施例可以利用迟滞电流控制来操作。
6.一个或多个实施例可以应用于各种装置，诸如电信设备、空调、电视单元和充电器。


背景技术：

7.单相功率因数校正(pfc)技术正朝着高效率解决方案的方向稳步发展。图腾柱无桥pfc拓扑是遵循这一趋势而广泛使用的结构的代表。
8.可以使用各种控制技术来提高效率。一种可能的方法可以涉及实现零电压开关(zvs)或谷值开关(vs)操作，这在对抗不期望的“导通”开关损耗方面是有效的。
9.在以可变频率操作的功率转换器中，操作条件可能达到开关频率不期望地高的点。例如，在pfc电路中，该问题可能发生在输入电压过零附近和/或存在轻负载时。转换器的高开关频率可能不利地影响控制电路的操作，并且增加包括在转换器中的半导体器件(以及转换器作为整体)中的开关损耗。
10.本领域需要促进解决前述讨论的问题。


技术实现要素：

11.一个或多个实施例涉及一种方法。
12.一个或多个实施例涉及相应的转换器电路。
13.一个或多个实施例可以涉及包括经由本文公开的转换器提供的电负载的相应装置。诸如电信设备、空调、电视单元和充电器的各种装置可以是这种装置的示例。
14.一个或多个实施例可以涉及使用具有第一(高)阈值和第二(低)阈值的迟滞电流控制。例如，阈值以促进转换器开关频率的改进控制并促进改进转换器的电参数的质量(诸如总谐波失真(thd)和功率因数校正(pfc)性能)的方式来控制。
15.一个或多个实施例可以设想在整个电压输入范围和周期上施加受控电流，以便限制转换器的开关频率，同时对抗不期望的电流不连续性。
16.一个或多个实施例设想功率转换器的驱动模式，其中，电子开关经由反向电流激励电感器。
17.一个或多个实施例可以使用大带宽隔离电流传感器以便执行电感器电流的直接
控制。
18.在一个或多个实施例中，与流过电感器的电流相关联的电感器能量可以用于对电子开关的寄生电容进行充电/放电。这促进实现zvs条件并降低开关频率。对输入电压的所有可能值施加这样的电流，以便限制开关频率。
19.一个或多个实施例提供了一种简单且强大的解决方案来限制转换器中的最大开关频率。这导致改进的控制可行性和减少电流失真，从而提供改进的功率质量。
20.一个或多个实施例可以应用于具有电流/时间分数控制的所有类型的功率转换器。
21.在一个或多个实施例中，控制电感器电流可以涉及控制相关联的(等效的)反向导通时间，前提是考虑反向电流电平以补偿不期望的电流失真。
附图说明
22.现在将参考附图仅通过示例的方式描述一个或多个实施例，其中：
23.图1是可以应用本说明书的实施例的转换器电路的示例性电路图，
24.图2是可以在根据图1的转换器中发生的信号的可能时间行为的示例性时间图，
25.图3是根据本说明书通过反向电感器电流控制可以获得的可能频率降低的示例图，
26.图4至图8是如图1所示的转换器中电压和电流信号的可能时间行为的示例性时间图，以及
27.图9是表示根据本说明书的实施例的转换器电路的示例性布局的框图/电路图。
具体实施方式
28.除非另有说明，否则不同附图中的相应的数字和符号通常指相应的部分。绘制这些附图以清楚地说明实施例的相关方面，并且不必按比例绘制。附图中绘制的特征的边缘不必表示特征的范围的终止。
29.在接下来的描述中，示出了各种特定细节，旨在提供对本说明书的实施例的示例的深入理解。可以在没有一个或多个特定细节的情况下获得实施例，或者利用其他方法、组件、材料等获得实施例。在其他情况下，未详细说明或描述已知结构、材料或操作，从而不会模糊实施例的某些方面。
30.在本说明书的框架中对“一实施例”或“一个实施例”的引用旨在指示在至少一个实施例中包括关于该实施例描述的特定配置、结构或特性。因此，在本说明书的一个或多个点中可能存在的诸如“在一实施例中”或“在一个实施例中”的短语不必指同一个实施例。此外，在一个或多个实施例中，可以以任何适当的方式组合特定配置、结构或特性。本文所使用的标题/参考仅仅是为了方便而提供的，因此并不定义保护的范围或实施例的范围。
31.为了简洁起见，在整个说明书中使用各种首字母缩略词，诸如这样的首字母缩略词的示例包括：pfc＝功率因数校正；zvs＝零电压开关；以及vs＝谷值开关。
32.此外，贯穿本说明书，为了简洁起见，可以使用相同的标记来指定特定节点/线路/组件和发生在该节点/线路/组件处的信号两者：例如，在图9中，具有被配置为提供指示流过称为l的电感器的电流的强度的信号的输出线路的电流传感器为了简洁起见都被称为il
。
33.图1的示意图是所谓的“图腾柱”无桥接功率因数校正电路10的拓扑的示例。电路10包括：输入节点12a、12b，被配置为在输入节点12a、12b之间施加ac输入信号vin，以便在输出节点14a和14b之间生成要施加到电负载el的转换(整流)电压vout。
34.本领域技术人员将理解，本文所示的转换器10的拓扑仅是示例性的。
35.如本文所讨论的示例的基础操作原理实际上适用于不同的转换器拓扑，诸如降压、升压、降压-升压、回扫、单端初级电感器转换器(sepic)等。
36.这些示例可以加以必要的变更应用于各种转换方法(例如，ac/dc、dc/ac、dc/dc和ac/ac)，而没有限制。
37.这主要应用于开关配置，但不限于此。
38.此外，本领域技术人员将理解，如本文所例示的操作(主要与零电压开关(zvs)操作模式有关)也可应用于其他操作模式，诸如，例如，连续导通模式(ccm)、不连续导通模式(dcm)或转换模式(tm)。
39.此外，尽管为了理解而示出，但是输入信号vin的源和施加转换后的输出信号vout的负载el两者都可以表示与实施例不同的元素。
40.如图1所示，电路10包括两个节点a和b。
41.节点a位于诸如mosfet晶体管的第一对电子开关中的“高侧”电子开关sh和“低侧”电子开关s
l
的中间。
42.节点b位于第二对电子开关s
dh
、s
dl
中的“高侧”电子开关s
dh
和“低侧”电子开关s
dl
中间；同样，mosfet晶体管可以是这种开关的示例。
43.注意，开关sh、s
l
、s
dh
、s
lh
可以用不同类型的开关(例如，如图所示的mosfet晶体管，或igbt、scr等)和技术(例如，si、sic、gan)和/或以任何配置、连接或组合(例如，串联、并联、共源共栅(cascode)等)来实现。
44.如所示的，输入电感器l耦接在第一输入节点12a和节点a中间，使得电流i
l
可以流过电感器l(可能沿相反的方向，如下文所述)。输出电容器c布置在输出节点14a、14b的中间，以被充电到输出电压vout。
45.节点b耦接到第二输入节点12b，其中，“高侧”电子开关sh和s
dh
分别在与节点a和b相对的一侧耦接到第一输出节点14a。
[0046]“低侧”电子开关s
l
和s
dl
在与节点a和b相对的一侧耦接到第二输出节点14b。
[0047]
一个或多个实施例依赖于这样的认识，即控制电路系统(为了简单起见在图1中不可见，并在下面结合图9进行讨论)可以被提供和配置为控制电子开关sh、s
l
(和s
dh
、s
dl
)的切换。
[0048]
例如，控制电路系统可以被配置为根据下面再现的示例性切换表(表i)针对vin》0来控制电子开关sh、s
l
(和s
dh
、s
dl
)的切换。
[0049]
在表i中，如本领域中的其他常规：被指示为“导通”的电子开关指示这种开关处于导通状态，被指示为“关断”的电子开关指示这种开关处于非导通状态。
[0050]
表i-针对vin》0的开关sh、s
l
、s
dh
、s
dl
的开关模式。
[0051][0052][0053]
如下面结合图9所讨论的，电子开关s
dh
、s
dl
可以与作为ac(50hz-60hz)信号的输入电压vin同步控制，目的是控制转换器10对输入电压vin的(正弦)波形执行的一般整流动作。
[0054]
表i中没有示出电子开关s
dh
、s
dl
的开关动作：实际上，这些开关s
dh
、s
dl
在输入电压信号vin的后续半波处交替它们的导通/关断状态。上面的表i指的是输入电压信号vin的单个半波：因此，开关s
dh
、s
dl
被示出为稳定地导通或关断。
[0055]
另外，控制电子开关s
dh
、s
dl
的低频lf电路系统的操作是本领域中的常规操作，这使得不需要在此提供更详细的描述。本文的示例性描述主要涉及以谐振zvs操作模式控制电子开关sh、s
l
。
[0056]
以连续线和虚线再现的线表示响应于电子开关的各种开关条件通过电路10的电流的可能流动路径，这促进获得通过图1中的电感器l的电流i
l
的三角形形状。
[0057]
这种可能的操作类型如图2所示，其中，再现了共享公共时间(横坐标)标度的不同图表。
[0058]
具体地：图2中的顶部示图示出了跨开关s
l
的电压v
hb
(也参见图1)的可能时间行为，其中，该电压在零与输出电压vout之间变化；图2中的中间示图示出了通过电感器l的电流i
l
的可能时间行为，它在 if*和-ir*之间呈三角形形状；图2中的底部示图示出了开关s
l
和sh导通(信号“高”)的时间，其中，开关周期为t
sw
。
[0059]
表1中出现的时间间隔tvout_vds和tzero_vds也用时间(横坐标)标度t表示。这些时间间隔表示开关s
l
和sh两者都处于非导通(“关断”)状态(图2的底部示图中的信号“低”)的死区时间。
[0060]
本文的一个或多个示例可以利用控制开关sh、s
l
的可能性(以本领域技术人员本身已知的方式)，以便在zvs操作模式下产生电流i
l
的三角形波形，以此方式使得流过电感器l的电流i
l
在第一电流阈值 if*与第二电流阈值-ir*之间变化，其中，三角形波形具有以开关频率fsw交替的上升沿和下降沿。
[0061]
在本文所考虑的示例中，第一电流阈值 if*为正，第二电流阈值-ir*为负(即，第一电流阈值和第二电流阈值具有相反的符号)，并且：对于电流i
l
的正值，电流i
l
沿第一流动方向从输入节点12a流向节点a(即，流向包括开关sh、s
l
、s
dh
和s
dl
的开关电路系统)；对于电流i
l
的负值，电流i
l
(作为反向电流)沿与第一流动方向相反的第二流动方向流动，即从节点a(即，从包括开关sh、s
l
、s
dh
和s
dl
的开关电路)流向输入节点12a。
[0062]
另外还应注意，考虑到转换器的工作原理和工作模式(例如，ccm、dcm、tm、zvs等)，通过电感器的电流的两个参考阈值，即if*和ir*可以相互独立地取正、负或零的值，因此通过电感器的电流i
l
的流向不必反转。
[0063]
如图2所例示的示图是促进达到零电压开关(zvs)或谷值开关(vs)特性的电路(诸如电路10)的操作的示例。
[0064]
这样的zvs控制可以被设想为仅针对高于vout/2的输入电压vin施加，只要电子开关可能开始在仍然很高的电压上导通，这不利于操作效率。这是在假设vin≤vout/2时，可以自动实现zvs条件。
[0065]
如上所述，zvs控制的一个问题可能与电流i
l
的三角形波形的开关频率有关，即电流i
l
增加的上升沿(从-ir*到 if*)和电流i
l
减少的下降沿(从 if*到-ir*)的交替频率：参见图2中的中间示图。
[0066]
如上所述，在具有可变频率的功率因数控制(pfc)的情况下，在输入电压的过零点处和在存在轻负载的情况下，这样的频率可能变得不期望的高。
[0067]
不期望的高开关频率可能不利地影响控制动作，并且很可能增加转换器10中半导体器件的开关损耗，同时也增加系统中的总损耗。
[0068]
出于这个原因，降低、限制和/或控制开关频率可以表示期望的选择。
[0069]
例如，美国专利申请公开第2017/0110981号(通过引用并入本文)公开了一种用于降低转换器的频率的方法：如果输出负载降低和/或工作频率变得太高，则控制系统引入高频突发周期，其中，调制关断周期。一旦频率增加，突发周期就被施加到驱动信号。这样，降低了工作频率和开关损耗。
[0070]
该方法的缺点在于总谐波失真(thd)和功率因数(pf)性能可能受到不利影响，因为突发周期在电感器电流中引入不连续性。
[0071]
此外，在突发期间的瞬时平均电流不能与输入电压成正比。
[0072]
图3说明了可以如何在本文讨论的示例中解决这些问题。
[0073]
在图3中，再现共享公共时间(横坐标)标度的各种图表。
[0074]
更具体地：图3的顶部示图示出了通过电感器l的电流i
l
的可能时间行为，其再次在具有值 if的第一正阈值 if*和第二负阈值-ir*之间呈现三角形形状，对此示出了两个可能值-i
r1
和-i
r2
；并且图3的底部示图示出了开关s
l
和sh导通(信号“高”)的时间，根据值-i
r1
或值-i
r2
是否用于负阈值-ir*，可能具有不同的开关周期t
sw1
和t
sw2
(和频率)。
[0075]
图3(为了简单起见，图2的死区时间tvout_vds和tzero_vds在图3中不可见)突出显示了如本文所讨论的各种示例的基础的概念：当对反向电流施加多个(例如，两个)不同的值，即-i
r1
和-i
r2
(其中，|i
r2
|》|i
r1
|)，开关s
l
和sh的导通和关断瞬间改变。
[0076]
这导致通过电感器的电流i
l
的三角形波形的两个不同的切换(交替)周期t
sw1
和t
sw2
(其中，例如，t
sw2
》t
sw1
)。
[0077]
由于周期t与频率f之间的反比关系(即，f＝1/t)，这将同样导致通过电感器l的电流i
l
的三角形波形的上升沿和下降沿的交替的两个不同的开关频率(f
sw1
和f
sw2
，其中，例如，f
sw2
《f
sw1
)。
[0078]
即，如果反向电流的(绝对值)从i
r1
增加到i
r2
，则开关频率降低。
[0079]
实际上，这样的开关频率(即，电流i
l
增加的时间和电流i
l
减少的时间的交替的频
率)是第一电流阈值if*与第二电流阈值-ir*之间的距离(即，差)的反函数。
[0080]
因此，可以通过改变第一电流阈值if*与第二电流阈值-ir*之间的距离来控制开关频率。
[0081]
例如，可以通过增加第一电流阈值if*与第二电流阈值-ir*之间的距离来降低开关频率。
[0082]
如本文所例示的为了简单起见，改变第一电流阈值if*与第二电流阈值-ir*之间的距离可以涉及改变(仅)第二电流阈值-ir*(例如，在图3中从-i
r1
改变到-i
r2
)并维持第一电流阈值(在图3中if*＝i
f1
)。
[0083]
为了简单起见，在此未示出的某些示例可以涉及(仅)改变第一电流阈值if*并维持第二电流阈值(-ir*)或改变第一电流阈值if*和第二电流阈值-ir*两者。
[0084]
这促进维持通过电感器l的平均瞬时电流，如下面结合图4所讨论的(这在上述美国专利公开第2017/0110981号的突发循环的情况下是不可行的)。
[0085]
一个或多个实施例可以基于对也针对vin《vout/2干预ir值的优点的认识。
[0086]
图4至图8的示图示出了控制转换器(诸如，例如如图1所例示的pfc无桥图腾柱转换器)中电流i
l
的各种方式。
[0087]
图4至图8的示图是如果实施具有迟滞电流控制的zvs操作，相对于通过电感器l的电流i
l
的可能时间行为描绘的输入电压vin的正半波v
in
(这里假设基本上是正弦的)的时间行为的示例。
[0088]
在这种情况下，电流i
l
在高于输入电压vin的频率的频率处呈现出一种锯齿形图案，其中，电流的(上)峰值在与输入电压vin的半波v
in
相同频率处具有基本正弦的包络并且与输入电压vin的半波v
in
同相。
[0089]
如图4至图8所示，跨第一输入节点12a和第二输入节点12b施加的ac输入信号vin的周期包括通过电感器l的电流的三角形波形的多个周期(参见图2中的t
sw
)，电感器l在一侧耦接到节点a(即，耦接到包括开关s
l
和sh的开关网络)，并且在另一侧耦接到节点12a(提供电流传感器，如下面进一步讨论的)。
[0090]
图4至图8的示图旨在区分：“标准”反向操作，其中，反向电感器电流仅可以用于vin》vout/2，如前所述；以及“扩展”反向操作，其中，当vin≤vout/2时，即在跨第一输入节点和第二输入节点施加的ac输入信号的整个输入信号幅度范围内，也可以施加反向电感器电流ir。
[0091]
图4的示图是常规转换模式的示例，其中，通过电感器l的电流i
l
的符号(或流动方向)不反转(反向电流ir[％]＝0)，使得电流i
l
以三角形波形通过电感器l流向输入节点12a，该三角形波形在以恒定参考值(例如，零)的谷点和沿着由虚线指示的半正弦包络分布的峰值之间“切换”。
[0092]
如图所示，三角形电感器电流波形的“瞬时”平均值(在图4中指定为i
l_avg
)基本上位于谷点与峰值之间的距离的一半，并且与从转换器输入源向负载传递的瞬时功率有关。
[0093]
在pfc应用中，i
l_avg
所需的形状是正弦形状，并且与ac输入电压源同相。
[0094]
例如，在存在轻负载的情况下，这些峰值将具有减小的(小)值，使得i
l
的三角形电流波形将“花费很少的时间”从谷点到峰值并且反之亦然。这可能导致开关s
l
和sh的开关信号的频率的不期望的增加，具有前面讨论的缺点。
[0095]
在图4中，扩展反向操作(即vin≤vout/2)的平均开关频率用f1表示，标准反向操作(即vin》vout/2)的平均开关频率用f2表示。
[0096]
这些平均开关频率f1和f2作为后续附图的参考，以便比较在所考虑的输入信号范围的部分中由反向电流施加引起的平均开关频率变化。
[0097]
图5的示图是在标准反向操作(即vin》vout/2)期间使反向电流流过电感器l以到达低于前面考虑的参考值的电流i
l
的三角形波形的谷点的情况的示例。
[0098]
以这种方式，标准反向操作的平均开关频率变为“新”值f3，该值低于输入信号范围的该部分(f3《f2)中的先前值f2。
[0099]
该反向电流的包络(近似半椭圆形)的形状，即先前考虑的参考值以下的谷点的位置，可以(以本领域技术人员本身已知的方式)从计算(例如从支配系统操作的微分方程)中获得。
[0100]
在图5的示图中，在标准反向操作之外(即在vin≤vout/2的情况下)未设想反向电流，使得对于vin≤vout/2，i
l
的三角形电流波形具有仍设置在先前考虑的参考值处的谷点。因此，标准反向操作之外的平均开关频率仍然是f1。
[0101]
图6的示图是仍然仅在标准反向操作(即vin》vout/2)期间，使反向电流流过电感器l以到达谷点的情况的示例，该谷点沿着在峰值输入操作电压v
in
(即，电压v
in
的峰值)处到达最低点(最小值
–ir,min
)的反向电流的包络分布。
[0102]
因此，在标准反向操作中，平均开关频率将是f4，即，比先前情况下的频率更低的频率(f4＜f3)，而在标准反向操作之外没有观察到频率变化。
[0103]
因此，图5中描绘的条件可以被视为“标准”反向电流已经达到例如其期望值的50％的示例，而图6中描绘的条件可以被视为“标准”反向电流已经达到其期望值的100％的示例。
[0104]
在图5和图6的两种情况下，仅在标准操作(即vin》vout/2)期间使反向电流流过电感器l，使得对于vin≤vout/2，不会有反向电流流过电感器l。
[0105]
因此，仅在输入信号范围的标准反向操作部分内观察到频率变化。
[0106]
图7的示图是操作模式的示例，其中：在标准反向操作(即vin》vout/2)期间实现结合图6讨论的操作；并且还针对vin≤vout/2使反向电流流过电感器l，以提供“扩展”反向操作，其中，使反向电流流过电感器l，以到达分布在例如最小值
–ir,min
的50％的值处的谷点。
[0107]
即，在图7中，在ac输入信号vin的整个周期内施加反向电感器电流，其中，在通过跨第一输入节点12a和第二输入节点12b施加的ac输入信号vin的周期所包含的通过电感器l的电流的三角形波形的多个周期t
sw
的一部分(扩展反向操作)上，流过电感器l的电流i
l
具有在50％或
–ir,min
处的恒定谷值。
[0108]
在这种情况下，在整个ac输入信号周期内还观察到平均开关频率变化(与图6相比)，其中，将应用条件f6＜f4和f5＜f1的值f5(扩展反向操作)和f6(标准反向操作)。
[0109]
最后，图8的示图是操作的示例，其中，在标准反向操作(即vin》vout/2)期间和扩展反向操作(即，vin≤vout/2)期间，使反向电流流过电感器l以到达谷点，这些谷点都对应于最小值
–ir,min
。
[0110]
即，在图8中，在ac输入信号vin的整个周期上施加反向电感器电流，其中，在通过跨第一输入节点12a和第二输入节点12b施加的ac输入信号vin的周期所包含的通过电感器
l的电流的三角形波形的整个周期t
sw
上，流过电感器l的电流i
l
具有恒定谷值
–ir,min
。
[0111]
此外，在图8中，电流i
l
的峰值的包络已经增加以便维持相同的期望的平均电感器电流i
l_avg
，该平均电感器电流i
l_avg
是正弦的并且与ac输入电压源同相，如在图4的情况下所讨论的。
[0112]
因此，图7中描绘的条件可以被视为“标准”反向电流达到其期望值的100％和“扩展”反向电流达到其期望值的50％的示例。
[0113]
图8中描绘的条件可以被视为“标准”反向电流和“扩展”反向电流两者达到其期望值的100％的示例。
[0114]
更普遍地：
[0115]
图7和图8中描绘的操作条件是操作模式的示例，其中，反向电感器电流(电流i
l
的负值)可以在通过跨第一输入节点12a和第二输入节点12b施加的ac输入信号vin的周期所包含的通过电感器l的电流的三角形波形的整个周期t
sw
期间发生；以及
[0116]
图5和图6中描绘的操作条件是操作模式的示例，其中，反向电感器电流(电流i
l
的负值)可以(仅)在标准反向操作期间(即，仅在通过跨第一输入节点12a和第二输入节点12b施加的ac输入信号vin的周期所包含的通过电感器l的电流的三角形波形的周期t
sw
的一部分期间)发生。
[0117]
与图4的示图所示的电感器电流控制相比，图5至图8的示图所示的操作条件具有(逐渐)使电流的谷点的至少一部分远离峰值点的效果。这对应于增加用于迟滞电流控制的第一参考阈值if*与第二参考阈值
–
ir*之间的距离。
[0118]
例如，在存在轻负载的情况下，这些峰值具有减小的值，因此i
l
的三角形电流波形将“花费更多的时间”(与图4中描绘的情况相比)从谷点到峰值并且反之亦然，使得与通过电感器l的电流i
l
的三角形波形中的上升沿和下降沿的交替相关联的开关频率(fsw)将减小。
[0119]
这将促进对抗电感器电流波形的频率的不期望的增加。
[0120]
图9的框图是与基本上如先前结合图1所讨论的电路相关联的控制电路1000的可能性的示例，控制电路1000可以被配置为实现先前讨论的标准反向操作/扩展反向操作选项。
[0121]
为了简单起见，与已经结合图1讨论的部件或元件类似的部件或元件在附图中用类似的参考符号表示；不会不必要地重复相应的详细描述。
[0122]
如图9中描绘的控制电路1000被配置成用于控制(以本领域技术人员本身已知的方式-参见与图1和表i相关的先前讨论)电子开关sh、s
l
和s
dh
、s
dl
。
[0123]
例如，这可以经由以下途径发生：
[0124]
高频(hf)支路迟滞电流控制电路(ccc)1002，其控制电子开关sh、s
l
，并且因此控制通过电感器l的电流i
l
的三角形波形中的上升沿和下降沿的交替频率；以及
[0125]
低频(lf)支路控制电路(cc)1004，其控制电子开关s
dh
、s
dl
，并且因此主要控制由转换器10对输入电压vin(例如，50hz-60hz电源电压)的(正弦)波形执行的一般整流动作。
[0126]
为此，在如图9中描绘的控制电路1000中，经由本领域技术人员本身已知的类型的感测线(例如，就电流i
l
而言，经由布置在节点12a与电感器l之间的电流传感器)感测输入电压vin和通过电感器l的电流i
l
。
[0127]
如上所述，低频(lf)支路控制电路1004的操作是本领域中常规的，这使得没有必要在本文中提供更详细的描述。
[0128]
在如图9中描绘的控制电路1000中，输入电压vin还与来自对输出电压vout、输出电流iout和相关联的输出电压参考vout_ref敏感的电压控制电路1008的输出信号一起被施加到组合节点1006。
[0129]
为此，在如图9中描绘的控制电路1000中，经由本领域技术人员本身已知的类型的感测线感测输出电压vout和施加到负载el的输出电流iout。
[0130]
在如图9中描绘的控制电路1000中，组合节点1006被配置为向峰值/谷值电流控制块1010提供信号ipk_ref，该信号基本上指示通过电感器l的电流i
l
的峰值的值(参见图4至图8的示图)。
[0131]
高频支路迟滞电流控制电路1002被配置为产生指示开关s
l
和sh的驱动信号的(开关)频率的信号fsw，该信号fsw确定通过电感器l的电流i
l
的三角形波形中的上升沿和下降沿的交替频率。
[0132]
例如，电路块1002可以执行从块1010接收高(峰值)电流阈值if*、低(谷值)电流阈值ir*和死区时间值(tvout_vds和tzero_vds)作为输入(除了通过电感器i
l
的感测电流值之外)的迟滞电流控制。
[0133]
块1002输出信号s
l
和sh(例如，根据表1的序列)以及这些信号的频率fsw的测量值(例如，经由一个或多个定时器获得)，该测量值返回到块1010用于频率控制。
[0134]
如图9所示，峰值/谷值电流控制块1010接收(除了开关频率信号fsw之外)指示例如来自组合节点1006的输入电压vin、输出电压vout、输出信号ipk_ref(指示通过电感器l的电流i
l
的峰值的值)的信号，以及可以可选地用作转换器控制的输入的转换器的一组可选参数op(thd、效率等)。
[0135]
电路1010被配置为基于这些信号实现迟滞电流阈值控制(峰值if*和谷值ir*电流阈值)以便控制/修改开关频率fsw，如前面结合图4至图8所讨论的，产生-可选地采用
‑“
扩展”反向操作(即，与输入电压vi和输出电压vout的相对值无关)。
[0136]
另外要注意的是，本文所讨论的示例主要涉及改变第一电流阈值if*和第二电流阈值
–
ir*之间的距离来控制开关频率fsw的可能性，而不是涉及根据诸如输入电压vin、输出电压vout、输出信号ipk_ref的参数或用作转换器控制的输入的转换器的任何其他参数op(thd、效率等)来控制该频率所采用的准则。
[0137]
因此，本领域技术人员将理解，本文所讨论的示例对于根据各种参数控制该频率所采用的标准而言很大程度上是“透明的”。
[0138]
在如图1和图9(以及先前讨论的表i)所示的(示例性和非限制性的)体系结构中，第一输入节点12a经由电感器l(通过诸如i
sl
的电感器电流传感器)耦接到转换器电路10中的开关网络sh、s
l
、s
dh
、s
lh
中的中间节点a。
[0139]
如图所示，第一中间节点a可以经由第一电子开关sh(当使其导通时)耦接到第一输出节点14a，并且响应于使第二电子开关s
l
导通而(通过负载电流传感器os)耦接到第二输出节点14b。
[0140]
在本文以示例的方式考虑的转换器操作期间，转换器电路中的开关网络(就迟滞电流控制操作而言，主要是开关sh、s
l
)操作如下：
[0141]
i)在电感器充电期间，使开关s
l
导通而开关sh不导通(直到电感器电流达到第一电流阈值if*)，并且然后使开关s
l
不导通，开关sh与开关s
l
交替导通；死区时间tvout_vds是开关s
l
的关断时间与开关sh的导通时间之间的时间延迟，因此在该死区时间期间，开关s
l
和sh两者都不导通(对于开关顺序参见表1和图2)；以及
[0142]
ii)在电感器放电期间，使开关sh导通而开关s
l
不导通(直到电感器电流达到第二电流阈值-ir*)，并且然后使开关sh不导通，开关sh与开关sh交替导通。死区时间tzero_vds是开关sh的关断时间与开关s
l
的导通时间之间的时间延迟，因此在该死区时间期间，开关s
l
和sh两者都不导通(对于开关顺序再次参见表1和图2)。
[0143]
为此，在反向操作期间，转换器10中的开关网络(主要是开关sh、s
l
)可以如所讨论的那样通过控制从开关网络sh、s
l
经由低电流阈值ir*控制(通过电感器电流传感器)流向第一输入节点12a的电流的强度来控制，以便如结合图3所讨论的那样修改所得开关频率fsw。
[0144]
注意，对于轻负载，降低频率fsw的益处是主要的：例如，响应于前面所讨论的应用扩展反向操作，频率fsw的最大值fmax可以几乎减半。
[0145]
类似地注意，响应于完全应用的扩展反向操作(例如，参见图8)，fmax的值减小，频率fsw的平均值favg明显减小。此外，注意，最低(最小)频率值fmin实际上是恒定的。
[0146]
发现总系统损耗至少减少直到导通损耗占主导地位(实际上，总损耗主要是组合的电感器和器件损耗的结果)。
[0147]
一旦对最大频率值fmax设置了限制，与标准反向操作相比，本文所例示的扩展反向操作也促进进一步提高效率。
[0148]
通过注意到-当实施例被应用时-反向充电电流可以不同于与特定操作点相关的最低(最小)值，还通过注意到实施例涉及针对vin《vout/2施加反向电流，特别是针对导致开关频率降低的轻负载施加反向电流，可以揭示实施例的使用。
[0149]
前面呈现的示例可以涉及在ac输入信号(例如，vin)的整个周期内激活本文讨论的开关频率控制方法，其中，流过电感器l的电流i
l
具有任意形状的谷值的包络：图5至图8是这种情况的示例。
[0150]
前面呈现的示例可以涉及在ac输入信号(例如，vin)的整个周期内激活本文讨论的开关频率控制方法，其中，流过电感器l的电流i
l
具有任意形状的峰值的包络。
[0151]
前面呈现的示例可以涉及在ac输入信号(例如，vin)的整个周期内激活本文讨论的开关频率控制方法，其中，流过电感器l的电流i
l
具有任意形状的谷值和峰值两者的包络。
[0152]
前面呈现的示例可以涉及还或排他地基于转换器的可选参数(thd、效率等)中的一个或组合来激活本文所讨论的开关频率控制方法。
[0153]
本领域技术人员将理解，本文主要结合零电压开关(zvs)操作模式例示的操作也可应用于其他操作模式，诸如，例如，连续导通模式(ccm)、不连续导通模式(dcm)或转换模式(tm)。
[0154]
本领域技术人员将类似地理解，本文所示的转换器10的拓扑仅是示例性的。本文所讨论的示例适用于不同的转换器拓扑，诸如降压、升压、降压-升压、回扫、单端初级电感转换器(sepic)等。
[0155]
因此，考虑到转换器的工作原理和工作模式(例如，ccm、dcm、tm、zvs等)，通过电感
器的电流的两个参考阈值，即if*和ir*可以相互独立地取正、负或零的值。
[0156]
实施例可以应用于各种转换方法(例如，ac/dc、dc/ac、dc/dc和ac/ac)而没有限制。这主要但不排他地适用于开关配置。
[0157]
在这方面注意到，开关sh、s
l
、s
dh
、s
lh
可以用不同类型的开关(例如，mosfet、igbt、scr等)和技术(例如，si、sic、gan)，和/或以任何配置、连接或组合(例如，串联、并联、共源共栅等)来实现。
[0158]
如本文所示的示例适用于所有类型的转换器，其中，由图9中的块1002和1010表示的控制系统可以被配置为基于由诸如i
sl
的电流传感器(设置在节点12a与电感器l之间)读取的电流强度值i
l
与两个参考阈值if*和
–
ir*之间的比较来控制开关网络(例如，一种开关网络，诸如包括根据表1操作的如图1和图9所示的开关sh、s
l
、s
dh
、s
lh
的开关网络)，其中，第一(上)阈值if*提供通过电感器l的电流的瞬时峰值，第二(下)阈值
–
ir*提供通过电感器l的电流的瞬时谷值。
[0159]
因此，相关联的三角形波形以上升沿与下降沿之间切换的频率fsw在第一电流阈值if*与第二电流阈值
–
ir*之间“切换”，该频率fsw是第一电流阈值if*与第二电流阈值
–
ir*之间的距离(差)的(反)函数。
[0160]
因此，可以通过改变第一电流阈值if*与第二电流阈值
–
ir*之间的距离来控制开关频率fsw，例如，通过增加第一电流阈值if*与第二电流阈值
–
ir*之间的距离来降低开关频率。
[0161]
如图所示，改变第一电流阈值if*与第二电流阈值
–
ir*之间的距离可以包括改变(仅)第二电流阈值
–
ir*并维持第一电流阈值if*。
[0162]
在某些实施例中，转换器可以包括并行布置的两个或更多个单独的转换器(例如，具有交错架构)。
[0163]
在不损害基本原理的情况下，细节和实施例可以仅以示例的方式相对于所描述的内容而改变，甚至显著地改变，而不偏离保护范围。
[0164]
权利要求是关于本文提供的实施例的技术教导的组成部分。
[0165]
保护范围由所附权利要求确定。