基于PWM中点采样的电驱动电流传感器误差校正方法

基于pwm中点采样的电驱动电流传感器误差校正方法
技术领域
1.本发明涉及电机驱动控制领域，尤其是一种电机驱动系统电流传感器误差相互校正方法。


背景技术：

2.在电机控制方法中，矢量控制策略已经成为最广泛的控制方案。为了实现电机高性能矢量控制，需要获得精确的电流采样值作为系统电流闭环的反馈信号。另外，随着无位置传感器技术的发展，通常需要采用电流传感器检测定子电流，从而估计转子位置和速度。因此获得精确的电流采样值是保证电机驱动系统正常工作的关键环节。一般情况下，电机矢量控制系统的电流检测环节由多个电流传感器共同组成，电流传感器的精度决定着驱动系统能否获得准确的定子三相电流。在实际的驱动系统中，由于温度漂移，老化、干扰和噪声等因素的影响，导致电流传感器精度下降，产生电流采样误差，电流采样误差可以按照其特性分为偏移误差和缩放误差。偏移误差会引发电机驱动系统的转速和转矩产生与定子电频率相同的一次谐波，缩放误差引发电机转速和转矩产生二次谐波，导致系统控制精度降低，无法稳定运行。偏移误差和缩放误差分别引发定子电流产生一次谐波和二次谐波。在无位置传感器驱动系统中，电流采样误差会引发过零点检测误差，导致转子位置估计误差，造成无位置传感器控制系统性能大幅降低，甚至崩溃无法工作。(如c.wu，c.guo，z.xie，f.ni，and h.liu，“a signal-based fault detection and tolerance control method of current sensor for pmsm drive，”ieee trans.ind.electron.，vol.65，no.12，pp.9646
–
9657，dec.2018.(期刊论文)所述)。因此，为了解决电流传感器采样误差问题，国内外学者对电流采样误差补偿策略进行了大量研究，其中外部辅助设备离线检测法实现最为简单，目前被广泛应用。(如s.suzuki and m.yoshida，“elevator control apparatus with compensation for current sensor offset voltage，”us patent us5407027a，apr.1995.(期刊论文)所述)。此类方法需要精确的基准电流，在实际应用中，温度漂移和工作条件改变会大大降低该方法的稳定性和实用性，并且该方法无法平衡电流传感器的缩放误差。第二类方法可以归类为基于观测器的采样误差估算法，电流传感器将包含误差的电流采样值反馈到驱动系统，系统因此产生速度和转矩的波动，基于观测器的采样误差估算法能够通过安装在转子转轴的位置传感器检测转子速度波动，实时地估算电流采样误差。(如k.w.lee and s.i.kim，“dynamic performance improvement of a current offset error compensator in current vector-controlled spmsm drives，”ieee trans.ind.electron.，vol.66，no.9，pp.6727
–
6736，sep.2019.(期刊论文)所述)。但该方法也具有局限性：基于观测器的采样误差估计算法计算较为复杂，将会过多占用驱动系统控制器的工作时间，误差估算期间外界负载或控制指令的变化会影响电流采样误差的估计过程，导致该方法的估计精度大大下降；并且该方法对位置传感器精度依赖性较高，一旦位置传感器精度不能达到要求，电流传感器采样误差的估计精度也将大大下降；另外，当驱动系统带动惯性负载时，电流传感器采样误差对惯性系统的转速影响较小，系统转速几乎不
产生波动，导致无法通过转速的波动估算电流采样误差。虽然系统的电磁转矩产生的波动较大，可以采用基于转矩传感器的误差估算方法，但是额外增设成本较高的转矩传感器是不符合工程实际的。第三类方法为基于直流母线电流和相电流关系的采样误差校正方法，此类方法利用逆变器不同开关状态下直流母线电流和相电流的关系，对直流母线电流传感器和相电流传感器进行采样，采用设计的算法，计算各个电流传感器的偏移误差和缩放误差。(如j.lu，y.hu，j.liu and h.wen，"self-calibration of phase current sensors with sampling errors by multipoint sampling of current values in a single pwm cycle，"in ieee transactions on industrial electronics，vol.68，no.4，pp.2942-2951，april 2021.(期刊论文)所述)。此类方法对比外部辅助设备离线检测法，不需要任何额外的硬件设备，并且可以平衡缩放误差。此类方法利用简单的算法代替观测器，大大降低了估算过程的计算量，改用电流采样方法代替速度采样方法，避免了实际应用中电机动态操作导致误差估计精度受到干扰。但是目前提出的电流采样方法大多需要在单个pwm周期内进行多次不固定点采样，会产生分时采样误差，并且在单个pwm周期内的所有采样点都需要满足设定的采样限制条件，驱动系统特定的运行状态下可能无法满足采样限制条件，从而无法完成误差校正工作。


技术实现要素：

3.为了克服现有技术的不足，本发明提出了一种基于pwm周期中点采样的电流传感器误差相互校正方法，采用传统的拓扑结构和五段式svpwm，不需要额外的辅助设备和复杂的观测器，不需要额外设置采样点，仅需在电流闭环所需的pwm周期中点电流采样值中，选取5个采样时刻的特定电流传感器的采样值，避免了单个pwm周期多点采样产生的分时采样误差，提高了误差计算精度；在单个pwm周期中满足单个采样点的采样限制条件即可，拓宽了误差校正方法的适用场景。采用设计的算法，可以计算各个电流传感器的偏移误差和缩放误差补偿系数，进一步减少了控制器的计算量，提高了电机驱动器的性能。
4.本发明解决其技术问题需要实施的具体步骤为：
5.步骤1：
6.为了实现电机的高性能矢量控制，多个电流传感器共同组成了电机矢量控制系统的电流检测环节。传统的电流检测拓扑结构中，电流传感器sp设置在直流总线侧、电流传感器sa、sb被设置在逆变器的三相输出端，它们共同为系统的控制器提供电流反馈信号，实现电流的闭环控制。为消除相电流传感器产生的偏移误差和缩放误差对电机驱动系统的不良影响，本发明采用传统电流检测拓扑结构，不影响系统正常的电流闭环反馈。采用五段式svpwm(不使用v7)，利用不同电压矢量作用时刻直流母线电流和相电流的关系实现电流传感器误差的计算。
7.真实的相电流ia、ib、ic按照正弦规律变化。在逆变器功率开关器件的不同开关组合时刻，逆变电路的导通情况会发生改变，通过分析电路的导通情况，可以得到不同电压矢量作用时刻的直流母线电流i
p
，如表1所示。
8.表1
9.开关状态s
000s100s110s010s011s001s101
基本电压矢量v
0v1v2v3v4v5v6ip
0i
a-ici
b-iai
c-ib10.步骤2：缩放误差的平衡方法：
11.在工程实际中，要完全消除缩放误差是不符合实际的，通常通过平衡缩放误差的方法，消除其造成的不良影响。缩放误差平衡后，三相电流的真实值相当于都具备近似相等且接近1的增益(若此时的共同增益过大，说明系统发生故障，不在本发明应用范围内)，得到平衡的三相电流，从而消除缩放误差不平衡造成的频率为两倍定子电频率的转矩和转速波动。
12.选取矢量v4作用时刻t
4-1
，结合表1可知直流母线电流传感器sp、相电流传感器sa的电流采样值为
[0013][0014]
式中i
at4-1
为t
4-1
时刻的a相电流真实值，k
p
、f
p
分别为直流母线电流传感器sp的缩放误差和偏移误差，ka、fa分别为相电流传感器sa的缩放误差和偏移误差。
[0015]
选取矢量v4作用时刻t
4-2
，直流母线电流传感器sp、相电流传感器sa的电流采样值为
[0016][0017]
式中i
at4-2
为t
4-2
时刻的a相电流真实值。
[0018]
分别将t
4-2
时刻、t
4-1
时刻的直流母线电流传感器sp、相电流传感器sa电流采样值做差可得
[0019][0020]
将式(3)中电流变化量的比值记作
[0021][0022]
选取矢量v6作用时刻t
6-1
，直流母线电流传感器sp、相电流传感器sb的电流采样值为
[0023][0024]
式中i
bt6-1
为t
6-1
时刻的b相电流真实值，kb、fb分别为相电流传感器sb的缩放误差和偏移误差。
[0025]
选取矢量v6作用时刻t
6-2
，直流母线电流传感器sp、相电流传感器sb的电流采样值为
[0026][0027]
式中i
bt6-2
为t
6-2
时刻的b相电流真实值。
[0028]
分别将t
6-2
时刻、t
6-1
时刻的直流母线电流传感器sp、相电流传感器sb电流采样值做差可得
[0029][0030]
将式(7)中电流变化量的比值记作
[0031][0032]
为实现缩放误差的平衡，需满足式：
[0033][0034]
式中：m
p
、ma、mb分别为直流母线电流传感器sp、相电流传感器sa、相电流传感器sb的缩放误差平衡系数，k为缩放误差平衡后的共同增益。
[0035]
求得缩放误差平衡系数为：
[0036][0037]
由式(4)、式(8)和式(10)可知：选取矢量v4作用时刻t
4-1
、t
4-2
相电流传感器sa和直流母线电流传感器sp的电流采样值，选取矢量v6作用时刻t
6-1
、t
6-2
相电流传感器sb和直流母线电流传感器sp的电流采样值，三个电流传感器的缩放误差平衡系数即可通过计算得到。
[0038]
步骤3：偏移误差的估计方法：
[0039]
将式(4)代入式(1)可得
[0040][0041]
式(11)中两式相加可得
[0042][0043]
将式(8)代入式(5)可得
[0044][0045]
式(13)中两式相加可得
[0046][0047]
选取矢量v2作用时刻t2，相电流传感器sa、sb和直流母线电流传感器sp的电流采样值为
[0048][0049]
式中i
at2
、i
bt2
、i
ct2
为t2时刻的相电流真实值。
[0050]
结合式(4)和式(8)可得
[0051][0052]
结合基尔霍夫定律(ia ib ic＝0)可得
[0053][0054]
引入x、y、z
[0055][0056]
联立式(4)、式(8)和式(18)可得
[0057][0058]
由式(18)和式(19)可知：在系数a、b计算完成的情况下，选取矢量v2作用时刻t2的相电流传感器sa、sb和直流母线电流传感器sp的电流采样值，即可完成偏移误差的计算。
[0059]
本发明的有益效果在于：
[0060]
(1)本发明提高了电流传感器误差的估算精度：对比当前应用最为广泛的外部辅
助设备离线检测法，本发明可以完成缩放误差的平衡；对比基于观测器的电流传感器采样误差估计方法，系统非线性、参数时变特性、负载类型、负载波动、位置传感器精度对本发明提供的电流传感器误差估算精度的影响可以忽略不记；对比当前提出的基于直流母线电流和相电流关系的采样误差校正方法，本发明不需要在单个pwm周期内进行多次不固定点采样，避免了此类方法产生的分时采样误差。
[0061]
(2)本发明不需要任何额外的硬件设备：对比当前应用最为广泛的外部辅助设备离线检测法，本发明不需要额外的硬件设备提供精确的基准电流，即可实现电流传感器偏移误差和缩放误差的校正工作，降低了经济成本和空间成本。
[0062]
(3)本发明提供的电流传感器误差估算方法计算量大大降低：对比基于观测器的电流传感器采样误差估计方法，本发明提供的电流传感器误差估算方法不需要额外引入复杂的观测器、数字滤波器等，核心算法的计算量大大降低，降低了电流传感器误差校正工作占用驱动系统控制器的工作时间。
[0063]
(4)本发明的适用场景更广泛：本发明不需要额外的外部设备和复杂的观测器，可以不受限制地应用于负载惯量较大、空间受限、成本受限等应用场景；本发明不需要改变拓扑结构，不需要额外设置采样点，对比需要在单个pwm周期内进行多次不固定点采样的方法，在单个pwm周期内满足一个采样点的采样限制条件即可，拓宽了误差校正方法的适用场景。
附图说明
[0064]
图1是本发明电流传感器误差相互校正策略采用的驱动系统拓扑结构示意图。
[0065]
图2是本发明电流传感器误差相互校正策略选取的电流采样点对应的开关状态示意图。
[0066]
图1中v
dc
是电机驱动系统直流母线电压，sp为直流母线电流传感器，sa为a相电流传感器，sb为b相电流传感器，i
p
是电机驱动系统流入逆变器的直流母线电流，ia是逆变器a相桥臂流入电机的a相电流，ib是逆变器b相桥臂流入电机的b相电流，ic是逆变器c相桥臂流入电机的c相电流。图2中sa、sb、sc分别表示逆变器a相桥臂、b相桥臂、c相桥臂上管的开关状态，v0、v1、v2、v3、v4、v5、v6表示开关状态组合对应的电压矢量。i
pmt4-1
、i
amt4-1
分别为t
4-1
时刻直流母线电流传感器sp、相电流传感器sa的电流采样值；i
pmt4-2
、i
amt4-2
分别为t
4-2
时刻直流母线电流传感器sp、相电流传感器sa的电流采样值；i
pmt6-1
、i
bmt6-1
分别为t
6-1
时刻直流母线电流传感器sp、相电流传感器sb的电流采样值；i
pmt6-2
、i
bmt6-2
分别为t
6-2
时刻直流母线电流传感器sp、相电流传感器sb的电流采样值；i
pmt2
、i
amt2
、i
bmt2
分别为t2时刻直流母线电流传感器sp、相电流传感器sa、相电流传感器sb的电流采样值。
具体实施方式
[0067]
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。
[0068]
一种基于pwm周期中点采样的电机驱动系统电流传感器误差校正方法，其特征在于包括下述步骤：
[0069]
步骤1：
[0070]
如图1所示，为了实现电机的高性能矢量控制，多个电流传感器共同组成了电机矢
量控制系统的电流检测环节。传统的电流检测拓扑结构中，电流传感器sp设置在直流总线侧、电流传感器sa、sb被设置在逆变器的三相输出端，它们共同为系统的控制器提供电流反馈信号，实现电流的闭环控制。为消除相电流传感器产生的偏移误差和缩放误差对电机驱动系统的不良影响，本发明采用传统电流检测拓扑结构，不影响系统正常的电流闭环反馈。采用五段式svpwm(不使用v7)，利用不同电压矢量作用时刻直流母线电流和相电流的关系实现电流传感器误差的计算。
[0071]
真实的相电流ia、ib、ic按照正弦规律变化。在逆变器功率开关器件的不同开关组合时刻，逆变电路的导通情况会发生改变，通过分析电路的导通情况，可以得到不同电压矢量作用时刻的直流母线电流i
p
，如表1所示。
[0072]
表1
[0073]
开关状态s
000s100s110s010s011s001s101
基本电压矢量v
0v1v2v3v4v5v6ip
0i
a-ici
b-iai
c-ib[0074]
步骤2：缩放误差的平衡方法：
[0075]
在工程实际中，要完全消除缩放误差是不符合实际的，通常通过平衡缩放误差的方法，消除其造成的不良影响。缩放误差平衡后，三相电流的真实值相当于都具备近似相等且接近1的增益(若此时的共同增益过大，说明系统发生故障，不在本发明应用范围内)，得到平衡的三相电流，从而消除缩放误差不平衡造成的频率为两倍定子电频率的转矩和转速波动。
[0076]
如图2所示，选取矢量v4作用时刻t
4-1
，结合表1可知直流母线电流传感器sp、相电流传感器sa的电流采样值为
[0077][0078]
式中i
at4-1
为t
4-1
时刻的a相电流真实值，k
p
、f
p
分别为直流母线电流传感器sp的缩放误差和偏移误差，ka、fa分别为相电流传感器sa的缩放误差和偏移误差。
[0079]
如图2所示，选取矢量v4作用时刻t
4-2
，直流母线电流传感器sp、相电流传感器sa的电流采样值为
[0080][0081]
式中i
at4-2
为t
4-2
时刻的a相电流真实值。
[0082]
分别将t
4-2
时刻、t
4-1
时刻的直流母线电流传感器sp、相电流传感器sa电流采样值做差可得
[0083][0084]
将式(3)中电流变化量的比值记作
[0085]
[0086]
如图2所示，选取矢量v6作用时刻t
6-1
，直流母线电流传感器sp、相电流传感器sb的电流采样值为
[0087][0088]
式中i
bt6-1
为t
6-1
时刻的b相电流真实值，kb、fb分别为相电流传感器sb的缩放误差和偏移误差。
[0089]
如图2所示，选取矢量v6作用时刻t
6-2
，直流母线电流传感器sp、相电流传感器sb的电流采样值为
[0090][0091]
式中i
bt6-2
为t
6-2
时刻的b相电流真实值。
[0092]
分别将t
6-2
时刻、t
6-1
时刻的直流母线电流传感器sp、相电流传感器sb电流采样值做差可得
[0093][0094]
将式(7)中电流变化量的比值记作
[0095][0096]
为实现缩放误差的平衡，需满足式：
[0097][0098]
式中：m
p
、ma、mb分别为直流母线电流传感器sp、相电流传感器sa、相电流传感器sb的缩放误差平衡系数，k为缩放误差平衡后的共同增益。
[0099]
求得缩放误差平衡系数为：
[0100][0101]
由式(4)、式(8)和式(10)可知：选取矢量v4作用时刻t
4-1
、t
4-2
相电流传感器sa和直流母线电流传感器sp的电流采样值，选取矢量v6作用时刻t
6-1
、t
6-2
相电流传感器sb和直流母线电流传感器sp的电流采样值，三个电流传感器的缩放误差平衡系数即可通过计算得到。
[0102]
步骤3：偏移误差的估计方法：
[0103]
将式(4)代入式(1)可得
[0104][0105]
式(11)中两式相加可得
[0106][0107]
将式(8)代入式(5)可得
[0108][0109]
式(13)中两式相加可得
[0110][0111]
如图2所示，选取矢量v2作用时刻t2，相电流传感器sa、sb和直流母线电流传感器sp的电流采样值为
[0112][0113]
式中i
at2
、i
bt2
、i
ct2
为t2时刻的相电流真实值。
[0114]
结合式(4)和式(8)可得
[0115][0116]
结合基尔霍夫定律(ia ib ic＝0)可得
[0117][0118]
引入x、y、z
[0119][0120]
联立式(4)、式(8)和式(18)可得
[0121][0122]
由式(18)和式(19)可知：在系数a、b计算完成的情况下，选取矢量v2作用时刻t2的相电流传感器sa、sb和直流母线电流传感器sp的电流采样值，即可完成偏移误差的计算。